低功耗低噪聲CMOS放大器設計與優(yōu)化
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在接收機設計中,要得到良好的總體系統性能,關(guān)鍵在于性能優(yōu)越的前端, 低噪聲放大器(LNA)是其中最關(guān)鍵的電路之一。LNA是接收電路的第一級,直接面對天線(xiàn)接收的包含各種噪聲的微弱信號,其特性對整個(gè)系統的噪聲性能產(chǎn)生直接影響。LNA需要具有良好的噪聲系數，并提供足夠的增益，以確保整個(gè)接收系統具有最小NF；同時(shí)當接收信號較大時(shí)，應有足夠的線(xiàn)性度以減小信號失真?，F代移動(dòng)通信設備的普及使LNA低功耗設計變得日益重要，文獻[3]提出的PCSNIM技術(shù)是目前最佳的低功耗窄帶LNA優(yōu)化設計技術(shù)，能在低功耗限制下，同時(shí)使噪聲性能、輸入匹配得到優(yōu)化，但PCSNIM技術(shù)還有不足之處。本文綜合考慮增益、噪聲、功耗、線(xiàn)性度、匹配等指標對整個(gè)收發(fā)系統的影響，進(jìn)一步改善LNA電路結構,以獲得最佳的系統性能。
本文以文獻[1-5]中的研究成果為出發(fā)點(diǎn),對SNIM和PCSNIM進(jìn)行改進(jìn)，利用SMIC RF 0.13μm工藝，實(shí)現應用于IEEE802.11a WLAN的單片集成LNA。模擬數據顯示，該LNA功耗僅為3mW，增益14.3dB，噪聲系數約為2.2dB，IIP3大于-3.6dBm，S11約為-23dB。通過(guò)設計實(shí)例仿真和測試對比，驗證了理論分析的正確性。本文方法對低功耗LNA設計有一定指導意義。
1 低功耗LNA設計方法
1.1 SNIM結構LNA分析
圖1很容易實(shí)現輸入阻抗匹配，從信號源看到的網(wǎng)絡(luò )輸入阻抗Zin為：
其中Lg、Ls為片上平面螺旋電感，M1是共源放大管，共柵管M2起隔離作用，減少M1柵漏電容的密勒效應。式(1)表明，當：
時(shí)，輸入匹配網(wǎng)絡(luò )諧振使輸入阻抗為純電阻，這時(shí)只要保證：
即可在頻率?棕0時(shí)實(shí)現輸入阻抗匹配。
由二端口噪聲理論知[2]，二端口網(wǎng)絡(luò )在噪聲匹配時(shí)，可以實(shí)現最小噪聲系數Fmin如下：
其中γ、δ、c在長(cháng)溝器件中分別為2/3、4/3、0.395j，是與工藝相關(guān)的常數。噪聲匹配要求源阻抗ZS等于最佳噪聲阻抗Zopt。當兩者不相等時(shí)，實(shí)際噪聲系數為：
其中
。從等效噪聲電阻Rn的表達式來(lái)看，它不受增加的電容和電感的影響，僅僅取決于gm的值，因此大的晶體管尺寸和高功耗導致較小的Rn。
參考文獻[1]、[3]對Zopt優(yōu)化有詳細的推導過(guò)程，所得結果如下：
沒(méi)有優(yōu)化的SNIM電路中最佳噪聲阻抗都遠遠大于源阻抗，所以可以利用式(6)、式(7)中Zopt與Cgs成反比的特點(diǎn)，增加M1管的尺寸以增大Cgs、減小Zopt，最終實(shí)現電路的噪聲匹配。而增大M1的尺寸意味著(zhù)要增加功耗（為了保證M1、M2都工作在飽和區且有一定的電壓裕度，M1管的柵源電壓可以變化的范圍很?。?。所以利用SNIM技術(shù)設計的LNA都有相當大的功耗，這不能滿(mǎn)足對低功耗電路的要求。
1.2 PCSNIM 結構LNA分析
根據上面推導分析，可以在不改變M1管尺寸的條件下，在M1管柵源上并聯(lián)電容C1以間接增大柵源電容(如圖2)，實(shí)現功率約束下的噪聲和輸入匹配[3]。
從信號源看到的網(wǎng)絡(luò )輸入阻抗為：
輸入匹配網(wǎng)絡(luò )（品質(zhì)因子為Qin）在諧振時(shí)，柵源電壓是輸入電壓的Qin倍。系統的等效跨導為Gm[1][4]，可見(jiàn)并聯(lián)電容Cgs使系統等效跨導減小。
由上述推導知：電容反饋的引入會(huì )使源極負反饋電感Ls增大，電感Ls增大導致系統增益下降及噪聲性能在一定程度上的惡化；電容反饋的引入還會(huì )使系統的等效跨導減小，導致系統增益減小20logk；使系統的截止頻率減小為原來(lái)的1/k，一定程度上惡化了系統的噪聲性能。
綜上所述，雖然利用PCSNIM技術(shù)實(shí)現了功耗約束下的輸入匹配和噪聲優(yōu)化，但付出的代價(jià)也很大，特別是在低功耗要求下系統增益減小和系統高頻特性的惡化[1]。
2 IPCSNIM 結構LNA分析
由上面的分析可以看出：矛盾的關(guān)鍵在于，并聯(lián)電容C1的引入雖然實(shí)現了功耗約束下的輸入匹配和噪聲優(yōu)化，但也導致系統增益下降和高頻特性惡化。而Ls主要起輸入阻抗匹配作用，對系統的噪聲特性影響很小。所以可以改變并聯(lián)電容C1的位置以有效解決這個(gè)矛盾。
改進(jìn)方案如圖3所示。其中R1、M3為M1提供直流工作點(diǎn)，R2隔離R1和M3的噪聲對M1的影響，R2越大越好，一般為兆歐量級；電容C2作用與C1類(lèi)似，起到降低最佳噪聲阻抗的作用如式(9)、式(10)。
從信號源看到的網(wǎng)絡(luò )輸入阻抗為：
其中C2（約100fF）與PCSNIM中的C1相等。
源電感LS的主要作用是使輸入阻抗產(chǎn)生50?贅的實(shí)部，實(shí)現輸入阻抗匹配。理想電感理論上不影響系統的Re[Zopt]，如式(6)、式(9)；LS很?。?.7nH），對Im[Zopt]的影響可以忽略不計，如式(7)、式(10)。因此改進(jìn)電路的最佳噪聲阻抗可以利用式(9)、式(10)計算。
3 設計事例和模擬結果
在實(shí)際芯片制造中，一般片上電阻的誤差很大，約20%，R1的波動(dòng)直接影響系統的直流工作點(diǎn)，對系統的整體性能有很大影響；且R1約為1.5kΩ，使用片上電阻會(huì )占用較大的芯片面積。為了避免上述問(wèn)題，可以用MOS電阻M4取代R1。這樣不僅節省了芯片面積，而且可以使電阻R1的精確度大大提高。
圖2中的C2很?。ㄖ挥?00fF左右），實(shí)際片上電容越小，誤差越大，但是C2的波動(dòng)對噪聲性能影響很大。為了避免C2波動(dòng)對系統性能的影響，用M5 MOS電阻替代R2，利用M5源端到柵和襯底的寄生電容取代C2。這樣M5不僅可以像R2那樣起到噪聲隔離的目的，而且可以完全取代C2。這樣大大節省了芯片面積，簡(jiǎn)化了系統的復雜性。綜合上述分析，圖4 給出了完整的低功耗LNA設計方案。
以下仿真結果是在SMIC RF 0.13μm工藝、單片集成架構、5.5GHz工作頻率、1V工作電壓下完成的。模擬結果對比如圖5、圖6、圖7所示。
本文在對傳統SNIM和PCSNIM結構分析的基礎上，針對SNIM功耗過(guò)大和PCSNIM增益較小的缺點(diǎn)，提出了一種新的低功耗LNA設計架構。該方案在功耗、噪聲和PCSNIM相當的條件下，充分彌補了PCSNIM增益過(guò)小的缺點(diǎn)，實(shí)現了與高功耗SNIM相當的增益。同時(shí)還實(shí)現了最優(yōu)的輸入阻抗匹配特性和高頻特性。理論分析和ADS 仿真結果十分吻合，達到了預期設計目標。
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