多諧振蕩器的研究與仿真

摘要：分析了各種多諧振蕩器的電路結構及工作原理，并利用Multisiml0．0對部分電路進(jìn)行了仿真，重點(diǎn)介紹了單穩型多諧振蕩器，討論集成單穩態(tài)觸發(fā)器74121定時(shí)元件RC對暫穩態(tài)的影響以及單穩型多諧振蕩器的應用。Multisim軟件是一種形象化的虛擬儀器電路仿真軟件，它能比較快速地模擬、分析、驗證所設計電路的性能，在課堂教學(xué)中引入EDA技術(shù)，使傳統教學(xué)環(huán)節與先進(jìn)的仿真技術(shù)相結合，實(shí)現授課的生動(dòng)性和靈活性，增強學(xué)生對基本概念的理解，激發(fā)學(xué)生的學(xué)習興趣，培養并有效提高學(xué)生綜合分析、應用及創(chuàng )新能力。
關(guān)鍵字：Multisiml0．O；多諧振蕩器；555定時(shí)器；施密特觸發(fā)器；環(huán)形振蕩器

O 引言
在數字系統電路中經(jīng)常用到多諧振蕩器。多諧振蕩器是一種自激振蕩器，在接通電源以后，不需要外加觸發(fā)信號便能自行產(chǎn)生一定頻率和一定寬度的矩形波，這一輸出波形用于電路中的時(shí)鐘信號源。由于矩形波中含有豐富的高次諧波分量，所以習慣上又將矩形波振蕩器稱(chēng)為多諧振蕩器。按照電路的工作原理，多諧振蕩器大致分為無(wú)穩態(tài)多諧振蕩器和單穩態(tài)多諧振蕩器。

1 無(wú)穩態(tài)多諧振蕩器
1．1 采用TTL門(mén)電路構成的對稱(chēng)式無(wú)穩態(tài)多諧振蕩器
對稱(chēng)式多諧振蕩器的典型電路如圖1所示，它是由兩個(gè)反相器Gl、G2經(jīng)耦合電容C1、C2連接起來(lái)的正反饋振蕩電路。電路中G1和G2采用SN74LS04N反相器，RFl=RF2=RF，C1=C2=C，振蕩周期T≈1．3RFC，輸出波形的占空比約為50％。RF1、RF2的阻值對于LSTTL為470 Ω～3．9kΩ，對于標準TTL為0．5～1．9kΩ之間。

1．2 采用CMOS門(mén)電路構成的非對稱(chēng)式無(wú)穩態(tài)多諧振蕩器
如果把對稱(chēng)式多諧振蕩器電路進(jìn)一步簡(jiǎn)化，去掉C1和R2，在反饋環(huán)路中保留電容C2，電路仍然沒(méi)有穩定狀態(tài)，只能在兩個(gè)暫穩態(tài)之問(wèn)往復振蕩，電路如圖2所示。

假定G2輸出為1，電容C充電，在充電開(kāi)始VI1也為1。因此，該電壓經(jīng)Rp力口到G1輸入端，Gl輸出為O，電路穩定工作，C繼續充電。充電電流隨著(zhù)充電時(shí)間延長(cháng)而減小，RF兩端電壓下降，若降到Gl的閾值電壓以下，則G1輸出變?yōu)?，G2輸出變?yōu)?，C反向充電。隨著(zhù)充電的進(jìn)行，VI1達到Gl的閾值電壓時(shí)，G1輸出變?yōu)?，G2的輸出變?yōu)?，該動(dòng)作重復進(jìn)行而產(chǎn)生振蕩。電容C的充放電時(shí)間分別為T(mén)1=RfC1h3，T2=RfC1n3，振蕩周期T=T1+T2=2RFC1h3≈2．2 RFC，輸出波形的占空比為50％。
在電路的G1輸入端串接的保護電阻RP是為了減少電容C充放電過(guò)程中CMOS門(mén)電路輸入保護電路承受較大的電流沖擊，且Rp>>RF。
1．3 門(mén)電路無(wú)穩態(tài)環(huán)形振蕩器
利用門(mén)電路地傳輸延遲時(shí)間將奇數個(gè)反相器首尾相接可構成一個(gè)基本環(huán)形振蕩器，電路的振蕩周期為T(mén)=2ntpd，n為串聯(lián)反相器的個(gè)數。作為數字系統的時(shí)鐘信號源，由CMOS反相器構成的環(huán)形振蕩器具有結構簡(jiǎn)單、集成度高、功耗低的優(yōu)點(diǎn)，因此得到了廣泛地應用。隨著(zhù)CMOS集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展，當前，其振蕩頻率已達到數+GHz。但是，這種利用反相器的延時(shí)特性構成的環(huán)形振蕩器，只能產(chǎn)生高頻信號。為了構成低頻和超低頻環(huán)形振蕩器，一種解決方法是在此電路的基礎上附加RC延遲環(huán)節，組成帶有RC延遲電路的環(huán)形振蕩器，電路如圖3(a)所示。另一種解決方法是根據單穩態(tài)觸發(fā)器的延時(shí)作用，運用環(huán)形振蕩器的工作原理，構成低頻環(huán)形振蕩器，如圖6所示。

當V12處發(fā)生負跳變時(shí)，經(jīng)過(guò)電容C使v13首先跳變到一個(gè)負電平，然后再從這個(gè)負電平開(kāi)始對電容充電，從而增加了V13從開(kāi)始充電到上升為VTH的時(shí)間，等于加大了v12到v13的傳輸延遲時(shí)間。通常RC電路產(chǎn)生的延遲時(shí)間遠 遠大于門(mén)電路本身的傳輸延遲時(shí)間，所以在計算振蕩周期時(shí)可以只考慮RC電路的作用而將門(mén)電路固有的傳輸延遲時(shí)間忽略不計。對于TTL門(mén)電路，假定VOH=3V，VTH=1．4V，則振蕩周期為T(mén)≈2．2RC。如果再電路中采用二極管和電阻組合來(lái)改變占空比，調解電位器RP，使電容c的充放電路徑的阻值在2~100kΩ之間變化，這樣，可使占空比在百分之幾至99％這樣寬的范圍內變化。電路如圖3(b)所示。在數電實(shí)驗中，常用門(mén)電路串接為環(huán)形振蕩器的方法測量門(mén)電路的傳輸延遲時(shí)間。因為實(shí)際的門(mén)電路，輸入端加電壓，到輸出端作為其結果的輸出這個(gè)傳輸延遲時(shí)間是暫時(shí)穩定的，將其狀態(tài)轉移到下一個(gè)門(mén)電路，利用這個(gè)原理可測試出圖3電路的傳輸時(shí)間tpd(T=2．3tpd)。由于門(mén)電路的傳輸延遲時(shí)間極短，TTL電路只有幾十納秒，CMOS電路也不過(guò)一二百納秒，該實(shí)驗如果用普通20M的模擬示波器實(shí)驗效果很差，很難測量到準確的結果，用60M以上的數字存儲示波器才能測得較準確的結果。如果用仿真的方法進(jìn)行實(shí)驗，操作方便、結果直觀(guān)明了。所以在實(shí)驗中，對儀器要求較高的或較難做的實(shí)驗常常用仿真實(shí)驗的方法來(lái)進(jìn)行。