一種高精度數字可調片上振蕩器設計

假設m／n為Q2與Q1發(fā)射極面積之比，則可得電阻R與支路電流IPTAT關(guān)系如下：

式中：VT為熱電壓VTkT／q；R為多晶電阻。VT的正溫度系數與R的負溫度系數使得IPTAT正比于絕對溫度。Q3支路在提供一個(gè)負溫度系數pcas 電壓的同時(shí)，將M19的柵極電壓箝制在固定電位，使得R1兩端的電壓VR1=VQ1=Veb1，則R1支路電流INTAT可表示為：

設：(ω／l)17／(ω／l)18=k，則：

調節R，R1，k，使得эI／эt=0，可以得到一路與溫度無(wú)關(guān)的電流I。電流I1為另一路鏡像。這種以熱電壓為基準的自偏置電路對振蕩器的頻率進(jìn)行了很好的溫度補償。共源共柵電流鏡具有較大電源抑制比，使得電流受電源電壓影響小。此電路既用作基準電流電路，也是芯片內部其他電路的偏置電路。
2．2 與溫度無(wú)關(guān)的基準電壓
基準電壓電路如圖3所示。運放由自偏置基準電流電路提供偏置電流，將A，B兩點(diǎn)箝制在相等電位上，假設A，B兩點(diǎn)電壓分別為VA，VB，有：

輸出電壓Vbg可表示為：

假設m1／n1為Q5與Q4發(fā)射極面積比，利用式(7)、式(8)消去電流可得：

將式(9)對溫度求偏導數有：

調節Rtrim，R5，R6使得эVbg／эt=0，可以得到零溫度系數的基準電壓Vbg，達到溫度補償的目的。

2．3 比較器RS鎖存器設計
如果考慮比較器、鎖存器和開(kāi)關(guān)管S1，S2的傳輸延時(shí)td，則振蕩器的頻率可以表示為：

由上式可知，經(jīng)精確補償電流和電壓后，只有通過(guò)減小傳輸延時(shí)td來(lái)減低傳輸延時(shí)對振蕩器頻率的影響。比較器采用全差分結構，以獲得較高的速率和高電源電壓抑制比。使用小尺寸器件可減小開(kāi)關(guān)的傳輸延遲，另外比較器遲滯效應也會(huì )給振蕩器頻率帶來(lái)一定誤差。假設由于比較器遲滯帶來(lái)上升延遲t1、下降延遲t2，則周期誤差為：

采用兩個(gè)比較器的對稱(chēng)結構，保持Ich1=Ich2，Cl=C2，使得基準電流對電容充放電的時(shí)間相同，有t1=t2。因此雙比較器對稱(chēng)結構設計可有效消除傳輸延遲的頻率偏差，提高振蕩器的精度。RS鎖存器由兩個(gè)NOR組成。
2．4 數字修調設計
在振蕩器設計中，由于工藝偏差等原因會(huì )產(chǎn)生頻率偏差。為保證頻率精度，有必要采用數字修調控制可配置寄存器對振蕩器頻率進(jìn)行矯正，以得到精準的目標頻率。
2．4．1 電流粗調頻率可選
由圖2電路可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)管EN1閉合，EN2斷開(kāi)時(shí)，Ich=I，選擇4 MHz頻率輸出；開(kāi)關(guān)管EN1關(guān)閉，EN2斷開(kāi)時(shí)，Ich=I1，選擇2 MHz頻率輸出。
2．4．2 電阻微調頻率
帶隙基準電路的電阻微調網(wǎng)絡(luò )如圖4所示。R按照RN=2n-1RLSB取值，所有開(kāi)關(guān)由片上可配置寄存器控制，通過(guò)控制Tr1～Tr8，可使電阻在256階精度變化，使得基準電壓Vbg的變化梯度為256階，從而實(shí)現頻率256階精度微調。

十六進(jìn)制寄存器為FFH狀態(tài)時(shí)，Tr1～Tr8全為1，開(kāi)關(guān)管均閉合，Rtrim最小，基準電壓Vbg輸出最小，振蕩器輸出最大頻率fmax；十六進(jìn)制寄存器為00H狀態(tài)時(shí)，Tr1～Tr8全為O，開(kāi)關(guān)管均斷開(kāi)，Rtrim最大，基準電壓Vbg輸出最大，振蕩器輸出最小頻率fmin。設置寄存器為80H狀態(tài)則對應頻率振蕩器的中心頻率fOSC，該頻率可通過(guò)電阻網(wǎng)絡(luò )在fmin～fmax之間調節，可調精度為：

在微調電阻陣列的設計中，要充分考慮晶體管的工藝偏差和開(kāi)關(guān)的傳輸延遲，減小開(kāi)關(guān)晶體管的導通電阻對trim電阻的影響。

3 測試結果及分析
基于CSMC O．5 μm CMOS工藝對所提電路進(jìn)行流片，其電路的顯微照片如圖5所示。