0.5um CMOS新型電流反饋放大器的分析與設計

　　隨 著(zhù) MOS 器件應用的廣泛， 基于CMOS 電路結構的電流反饋運算放大器 （CFOA）由于理論上有無(wú)限制的轉換速率和閉環(huán)工作時(shí)具有與增益無(wú)關(guān)的帶寬，在 高速A/D 和D/A 轉換器，高速數據采集、傳感器、電源、視頻、射頻等高頻高速電 子系統中被廣泛采用。CFOA 與傳統的VFOA 相比具有許多優(yōu)點(diǎn)，最主要的特 點(diǎn)是CFOA 的輸入級拋棄了差動(dòng)電路，而采用互補跟隨電路，提高了輸入級轉換速 率；同時(shí)其閉環(huán)帶寬與增益無(wú)關(guān)，不存在增益帶寬積的限制。但電源電壓大部分都 大于±1.5V，功耗比較大，但這一狀況會(huì )隨著(zhù)CMOS 工藝的成熟而得到解決，盡可 能地降低電路的電壓和功耗是模擬集成電路的發(fā)展趨勢，已經(jīng)受到國際上的廣泛關(guān)注。

　　文獻中電路單位增益帶寬比較低，又由于電壓模式的帶寬增益積為常數， 因此在處理高頻信號時(shí)，增益會(huì )變的很低。另外文獻中轉換速率也很低，不 適合處理高速信號。中電路達到了很小的功耗，但其它的性能還有改善的余地。 本文在它們的基礎上，設計了一種基于改進(jìn)型第二代電流傳輸器（Second-generation Current Conveyor，簡(jiǎn)稱(chēng)CCⅡ）的CFOA.經(jīng)過(guò)仿真可知，大部分的指標都有了一定 程度的改進(jìn)。

　　2 放大器的設計

　　圖 1 為本文設計的電路結構，M1、M2、M3、M4 構成輸入緩沖級。Z 是高阻抗輸出端。假設在反相端產(chǎn)生電流I1-I2=In,則此電流通過(guò)由M1―M8、M28―Ｍ２9 組 成的電流鏡傳輸到Z 端，然后轉換成電壓進(jìn)行下一級放大。設開(kāi)環(huán)跨阻增益為Z ( jf )， 則：

　　并在電路中采用MOS 管M15―Ｍ１8 實(shí)現的串聯(lián)電阻與電容Ｃ1 和M19 形成的電容 進(jìn)行相位補償，并消除C1 和M19 電容帶來(lái)的低頻零點(diǎn) 。顯然，從反向輸入 端到Z 端，中間線(xiàn)性傳輸的物理量是電流，而且電流變化的幅值在理論上沒(méi)有限制， 這就是CFOA 能獲得高速特性的根本原因。

　　3 電路分析

　　3.1 輸入級分析

　　在圖 1 電路中，由M1―M8 和M28-M29 組成電路的輸入級，V+端是同相輸入 端，具有高輸入阻抗。Ｖ -端是反相輸入端，具有低輸入阻抗，同時(shí)M3、M4 的推挽 結構也形成低輸出阻抗，便于信號電流的流進(jìn)或流出。M1、M2、M3 和M4 的互補 結構迫使Ｖ -跟隨V+ ，反相輸入端的電流In=I1-I2 ，其中I1、I2 分別為M3、M4 MOS 管的源極電流，當反相輸入端信號電流為零時(shí),I1=I2 。M20－M27 輸入級提供1μA 的偏置電流。當同相端V+輸入正極性信號時(shí)，反相端的輸出電流由M3 提供；當 同相端V+輸入負極性信號時(shí),反相端的輸入電流由M4 管提供。全電路的差?？鐚г鲆鏋椋?/p>

　　共?？鐚г鲆鏋椋?/p>

　　由公式（2）和（3）可得到：

　　在等式中g(shù)m 代表M3 的跨導, R 為M1 的源極電阻, r 代表M3 源極電阻。

　　3.2 輸出級分析

　　CFOA 的電平轉移級中，M11、M12 完成電平轉移的功能，還有一個(gè)作用是隔離 輸出級與中間放大級，避免輸出級影響中間放大級。CMOS 互補放大器作為輸出級， 具有較大的電壓增益，但有一個(gè)缺點(diǎn)，輸出阻抗太大，導致帶負載能力較差。本文設計的輸出級采用電阻反饋，用來(lái)減小輸出電阻，改善其驅動(dòng)性能。

　　輸出級的電壓增益為:

　　互補輸出級經(jīng)過(guò)密勒等效后的小信號電路如圖2 所示.等效后的小信號電路如圖3 所示.設K=Vout13 Vout11 ,根據密勒定理,可得到:

　　求輸出阻抗時(shí)是在輸入短路的情況下求得所以很顯然， K 值無(wú)窮大， 由 R2 = R × K/ K?1得R2 = R ，故輸出阻抗R0 = rds13 // rds14 // R?？梢?jiàn)，加反饋后的輸出電阻減小 了很多，仿真結果也證明了這一點(diǎn)。