采用噪聲消除技術(shù)的3～5 GHz CMOS超寬帶LNA設計

2002年2月,美國聯(lián)邦通信委員會(huì )( FCC)為超寬帶無(wú)線(xiàn)通信系統規劃了3.1 - 10.6GHz的頻譜資源,引起了全球性的研究熱潮。超寬帶技術(shù)具有低功耗、高數據傳輸速率、抗干擾性強等優(yōu)點(diǎn)。

超寬帶低噪聲放大器是超寬帶無(wú)線(xiàn)接收前端系統中的第一個(gè)模塊。它影響著(zhù)整個(gè)系統的帶寬、噪聲、功耗等性能。本文設計的CMOS低噪聲放大器適用于工作頻段為3～5GHz的超寬帶系統。文章從LNA結構的選取開(kāi)始,然后進(jìn)行電路分析與設計及仿真,最后對仿真結果進(jìn)行分析和總結。

1　超寬帶LNA結構選取

傳統的寬帶LNA的設計中,常采用分布式和平衡放大器技術(shù)。此兩者為了獲得較好的寬頻特性和輸入匹配,需要消耗較大的直流功耗。因此,不適合應用于UWB系統。

目前,在超寬帶LNA設計中應用較多的是帶通濾波器輸入匹配結構和并聯(lián)電阻負反饋結構。

前者擁有較大的帶寬、平坦的增益和良好的噪聲性能。但需要在輸入端加入階數較高的帶通濾波器以展寬頻帶。后者通過(guò)引入電阻反饋回路,降低輸入端品質(zhì)因子,從而擴展頻帶。本文以后者為基礎,采用噪聲消除技術(shù)優(yōu)化噪聲系數。圖1給出了所采用電路結構的示意圖。

圖1中,電路的主放大部分是并聯(lián)負反饋Cas2code結構。C1、C2 和C3 為片內隔直電容, Rf 為反饋電阻, Cf 為反饋回路上的隔直電容。Lg 和L1 為窄帶LNA的輸入匹配網(wǎng)絡(luò )。M1 是共源結構,為主放大管,電路的噪聲系數和輸入匹配取決于該管。M2為共柵結構,主要作用是提供較大的反向隔離度和抑制M1 的密勒效應。L2、Rd 和Cd 采用并聯(lián)結構形成低Q值負載擴展輸出帶寬。M3 和M4 構成源極跟隨器,形成輸出級。M1、M2、M3、M4 共同構成前饋噪聲消除結構。圖1 中省略了偏置電路, Vbias_1、Vbias_2為偏置電壓。


圖1　低噪放電路結構示意圖

2　電路分析與設計

2. 1　寬帶輸入匹配分析

在圖1中,除去輸出緩沖器M3 管。由于M1、M2 和L1 形成的電感退化結構將輸入電壓轉化為輸出電流,故可等效成跨導為Gm 的跨導級。由此可得主放大電路的小信號等效電路,如圖2所示。Gm級的等效可參見(jiàn)文獻[ 5 ]。這里將M2 看作理想電流傳輸器,忽略其二級效應, 以得到有意義的結論。

圖2中, Cgs1為M1 的柵源電容, Z4 ( s)為M4 前饋回路的輸入阻抗, L2、Rd 和Cd 組成負載阻抗。Gm1為M1 的跨導。對圖2中X 點(diǎn)的對地阻抗分析可知:



其中：



M4 前饋回路的輸入阻抗可表示為:



因此LNA的輸入阻抗表達式為:



由于式(9)過(guò)于復雜,故用Matlab數值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數的條件下,得到圖3的計算結果?？梢?jiàn)在3～5 GHz范圍內, Zin的實(shí)部非常接近50Ω,同時(shí)其虛部在4. 2 GHz附近等于0,而且Zin的幅值距離50Ω亦不遠。這說(shuō)明電路完成了寬帶輸入匹配。窄帶LNA的設計可參見(jiàn)文獻[5 ],這里僅給出晶體管尺寸和Lg、L1 的取值:M1 =M2 =320μm /0. 18μm, Lg =2. 6 nH, L1 =0. 32 nH。



圖2　核心電路小信號等效電路圖



圖3　Zin的Matlab仿真結果