雙極發(fā)射極跟隨器：具有雙通道反饋的RISO

圖27：最終瞬態(tài)穩定性測試：發(fā)射極跟隨器。

通過(guò)圖28中的Tina SPICE電路，可驗證我們對Vout/Vin的推算是否正確。

從圖29中，我們可以看出，Vout/Vin的測試結果與我們推算的一階分析結果一致，具體表現為：當頻率為625.53Hz時(shí)，單極點(diǎn)開(kāi)始下降。而且，當頻率約為200kHz(此時(shí)，FB#2與OPA177 Aol曲線(xiàn)相交)時(shí)，出現第二個(gè)極點(diǎn)。

圖29：最終Vout/Vin傳輸函數：發(fā)射極跟隨器。

圖30總結了一種易于使用的漸進(jìn)式程序。這種程序輕松地將具有雙通道反饋的RISO電容性負載穩定性技術(shù)應用于雙極發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器上。

1. 測量運算放大器的Aol。
2. 測量運算放大器的Zo，并在圖上繪制出其曲線(xiàn)。
3. 確定RO。
4. 創(chuàng )建Zo的外部模型。
5. 計算FB#1低頻1/b：對單位增益電壓緩沖器而言，該值為1。
6. 將FB#2高頻1/b設置為比FB#1低頻1/b高+10dB(為獲得最佳的Vout/Vin瞬態(tài)響應并實(shí)現環(huán)路增益帶寬相移量最少)。
7. 從FB#2高頻1/b中選擇Riso以及RO。
8. 從CL、Riso、RO中，計算FB#1 1/bfzx。
9. 設置FB#2 1/b fza=1/10fzx。
10. 選擇具有實(shí)際值的RF和CF，以產(chǎn)生fza。
11. 采用Aol、1/b、環(huán)路增益、Vout/Vin以及瞬態(tài)分析的最終值，運行仿真以驗證設計的可行性。
12. 核實(shí)環(huán)路增益相移的下降不得超過(guò)135度(>45度相位裕度)。
13. 針對低噪聲應用而言：檢查Vout/Vin扁平響應，以避免增益驟增→Vout/Vin中的噪聲陡升。

圖30：具有雙通道反饋的RISO補償程序：發(fā)射極跟隨器。

圖31：雙通道反饋和BIG NOT。

當運算放大器采用雙通道反饋回路時(shí)，有一種異常重要的情況需要避免，那就是“BIG NOT”。如圖31所示，存在能夠產(chǎn)生反饋回路的運算放大器電路(反饋回路導致了BIG NOT)，這可從包括有效1/β斜坡(從+20db/decade驟變?yōu)?20dB/decade)的最終1/β曲線(xiàn)中看出。這種快速變化意味著(zhù)在1/β曲線(xiàn)中存在復共扼極點(diǎn)，因此，也意味著(zhù)在環(huán)路增益曲線(xiàn)中存在復共扼零點(diǎn)。當處于復合零點(diǎn)/復合極點(diǎn)的頻率時(shí)，復合零點(diǎn)和極點(diǎn)產(chǎn)生了±90度的相移。同時(shí)，在復合零點(diǎn)/復合極點(diǎn)附近的相位斜坡在頻率發(fā)生位置的窄頻帶，可在±90度至±180度之間變化。出現復合零點(diǎn)/復合極點(diǎn)將在閉環(huán)運算放大器響應中導致增益的驟增。這種現象會(huì )造成負面的影響，尤其是對于功率運算放大器電路而言，更是如此。

圖32：以圖表的形式創(chuàng )建BIG NOT。

讓我們回到圖17OPA177 Aol曲線(xiàn)上的FB#1和FB#2標繪點(diǎn)，只要改變如圖32所示的fza的位置，就可輕而易舉的創(chuàng )建BIG NOT。在fcl處，按照以往接近速率的情況，顯示這種電路的運行是穩定的——但是，果真如此么？

在圖33中，我們改變了同時(shí)用于分析FB#1和FB#2的Tina SPICE電路，以創(chuàng )建如圖32所示的BIG NOT。將CF由82nF調整為220pF，以便于將fza移到所需的BIG NOT創(chuàng )建位置。

圖33：環(huán)路增益分析電路：BIG NOT。

圖34：1/β曲線(xiàn)：BIG NOT。

BIG NOT的1/β曲線(xiàn)與OPA177 Aol曲線(xiàn)一起在圖34中標繪出來(lái)。在fcl處，出現了20dB/decade的接近速率。但是，請注意在BIG NOT1/β曲線(xiàn)中，斜率有一個(gè)急劇的變化--從+20dB/decade變?yōu)?20dB/decade。然而，這種1/β曲線(xiàn)的急劇變化并非是一件好事，為此，我們應質(zhì)疑這種電路的穩定性。

圖35中BIG NOT電路的環(huán)路增益曲線(xiàn)表明相移幾乎達到了180度(當頻率為1.034kHz時(shí)，大于167度)，這意味著(zhù)當頻率為1.034kHz時(shí)，我們僅與180度的相移相距約13度。同時(shí)，請注意觀(guān)察在這同一區域，環(huán)路增益是如何向下朝著(zhù)零點(diǎn)環(huán)路增益急劇形成尖峰的。同樣，在fcl處，有著(zhù)充足的相位裕度。但是，我們還是會(huì )問(wèn)，這種電路運行穩定么？

圖35：環(huán)路增益分析：BIG NOT。

于是，假設我們在穩定性分析技巧方面毫無(wú)經(jīng)驗(事實(shí)上并非如此)，接著(zhù)構建這款BIG NOT電路。我們期望了解實(shí)際應用中的瞬態(tài)穩定性會(huì )是如何開(kāi)展的。通過(guò)圖36中的Tina SPICE電路，我們可以看到，如果我們將該BIG NOT電路投入量產(chǎn)，再將其投入實(shí)際的應用中，會(huì )產(chǎn)生什么結果呢？

千萬(wàn)不要告訴您的上司，我們將該電路投入了量產(chǎn)，否則情況會(huì )更糟糕?？蛻?hù)收到您發(fā)送的、內置這種電路的設備后，發(fā)現有時(shí)向電路供電或當其他負載突然饋入該參考緩沖電路時(shí)，會(huì )出現奇怪和間歇性的問(wèn)題。這是更新我們的歷史參數的適當時(shí)候嗎？盡管該電路不是振蕩器，但是，如圖37所示來(lái)自瞬態(tài)穩定性測試中過(guò)度的振鈴和很長(cháng)的建立時(shí)間意味著(zhù)電路處于穩定的邊緣上。根據BIG NOT出現的位置，振動(dòng)器振鈴的持續時(shí)間和振幅更容易變得比本例所述的情況還糟。從電路板和系統層面來(lái)考慮，我們將這種電路定義為“不穩定”，尤其是當我們的分析工作未涵蓋實(shí)際應用中的寄生效應時(shí)，情況更是如此(這些寄生效應出現在PCB布局、組件容差、運算放大器參數容差以及組件和運算放大器參數的溫度變化等方面)。令人感到欣慰的是，我們只將該電路投入“虛擬”的量產(chǎn)，而相應的將我們的具有雙通道反饋的RISO應用到即將投入實(shí)際使用的電路。

圖36：瞬態(tài)穩定性測試電路：BIG NOT。

圖37：瞬態(tài)穩定性測試：BIG NOT。

CMOS RRO：具有雙通道反饋的RISO

我們選擇用于分析具有雙通道反饋的RISO的CMOS RRO為OPA734，具體情況請參閱圖38。OPA734是一款低漂移、低輸入失調電壓的運算放大器，其能在+2.7V～+12V的電壓范圍內工作。這種極低的漂移(0.05uV/C)加上其超低的初始輸入失調電壓(1uV)，使OPA734成為了單電源應用中理想的參考緩沖放大器。由于這并非是軌至軌CMOS輸入放大器，因此，我們有必要觀(guān)察輸入電壓范圍的技術(shù)規范[(V-)-0.1V至(V+)-1.5V]。

圖38：CMOS RRO運算放大器的技術(shù)規范。