雙極發(fā)射極跟隨器：具有雙通道反饋的RISO

通過(guò)如圖9所示的Zo外部模型，我們能夠測量Zo與Riso、CL、RF以及CF之間相互作用對1/β的影響。在Zo外部模型中，設置Ro=Ro OPA177，實(shí)際測量值為60歐姆。壓控電壓源VCV1將運算放大器宏模型U1從Ro、Riso、CL、CF以及RF中隔離開(kāi)來(lái)。將VCV1設置為x1，以確保產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中的Aol增益不變。由于我們要在穩定性狀況最糟的情況下(只存在CL以及我們計算得出的空載Zo[此時(shí)Ro=60歐姆])分析這種電路，因此，務(wù)必排除各種大的DC負載。VOA是一個(gè)與運算放大器相連的內部節點(diǎn)，在實(shí)際工作中，我們無(wú)法實(shí)現對這種節點(diǎn)的測量。同時(shí)，許多SPICE宏模型上的這種內部節點(diǎn)接入，也并非易事。對1/β進(jìn)行分析(相對于VOA)，已涵蓋了Ro、Riso、CL、CF以及RF的影響。如果未采用Zo外部模型，SPICE中的最終穩定性仿真就無(wú)法標繪出1/β的曲線(xiàn)；但是，如果采用Zo外部模型，則可標繪出環(huán)路增益的曲線(xiàn)以確認我們分析的正確性。

首先，我們要分析如圖10所示的FB#1。請注意，由于我們只分析FB#1，所以CF可視為處于開(kāi)路狀態(tài)。接下來(lái)，我們將分析FB#2。然后，通過(guò)采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的1/β。分析結果如圖上所示，有關(guān)的公式推導和具體細節，請參閱下一張圖(圖11)。我們發(fā)現，當fzx=183.57Hz時(shí)，FB#1 1/β曲線(xiàn)的增益為零。低頻1/β值為1。如欲獲得該增益，那么低頻1/β值應大于1。

圖10：FB#1分析：發(fā)射極跟隨器。

圖11：FB#1 1/β公式的推導：發(fā)射極跟隨器。

FB#1β的公式推導如圖11左側所示。由于1/β是β的倒數，所以FB#2 1 1/β的計算結果可以輕而易舉的被推導出來(lái)，具體推導過(guò)程，請參閱圖11右側。從圖中我們還發(fā)現，在β推導過(guò)程中的pole,fpx變成了1/β推導過(guò)程中的zero,fzx。 我們將采用如圖12所示的電路來(lái)開(kāi)展AC分析：通過(guò)Tina SPICE，求取FB#1的1/β，OPA177的Aol以及只采用FB#1電路的環(huán)路增益。正因為如此，所以我們將CF從圖中除去。

FB#1 1/β的結果標示在圖13中的OPA177 Aol曲線(xiàn)上。在環(huán)路增益為零的fcl處，我們發(fā)現，接近速率為40dB/decade：[(Aol曲線(xiàn)上的-20dB/decade)-(FB#1 1/β曲線(xiàn)上的+20dB/decade)=-40dB/decade接近速率)]。

圖12：FB#1AC電路分析：發(fā)射極跟隨器。

接近速率的經(jīng)驗數據表明了存在的不穩定性。我們對FB#1的分析是基于zero、fzx=183.57Hz，低頻1/β=1的情況。從圖13中可以看出，我們的一階分析準確地推算出了FB#1 1/β的數值。

圖13：FB#1 1/β曲線(xiàn)圖：發(fā)射極跟隨器。

從圖14中我們發(fā)現，只配置FB#1的電路環(huán)路增益分析顯示，在環(huán)路增益為零的fcl處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實(shí)了電路的不穩定性。通過(guò)檢測圖13中Aol曲線(xiàn)上的FB#1 1/β曲線(xiàn)，可推算出環(huán)路增益曲線(xiàn)上的極點(diǎn)和零點(diǎn)。

圖14：FB#1環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器。

圖15：FB#1瞬態(tài)穩定性測試電路：發(fā)射極跟隨器。

如果我們有任何疑問(wèn)，或如果只采用FB#1構建參考緩沖電路，此時(shí)，我們可運用如圖15中的電路，進(jìn)行實(shí)際的瞬態(tài)穩定性測試。

圖16中的瞬態(tài)穩定性測試結果同時(shí)與Aol曲線(xiàn)上的1/β值和環(huán)路增益曲線(xiàn)一致，因此，證明了只采用FB#1構建參考緩沖電路，將導致電路運行的不穩定性。

圖16：FB#1瞬態(tài)穩定性測試：發(fā)射極跟隨器。

現在，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案，以保證電容性負載參考緩沖電路的穩定性。此時(shí)，我們進(jìn)一步了解了如圖17所示的Aol曲線(xiàn)和FB#1 1/β曲線(xiàn)。如果我們添加如圖17所示的FB#2 1/β曲線(xiàn)，我們則會(huì )看到一條最終的1/β曲線(xiàn)，這樣，根據fcl處的接近速率以往的穩定性經(jīng)驗，我們可以推斷電路的運行也將是穩定的。

另外，我們將促使fpc低于1/β曲線(xiàn)中的fzx一個(gè)decade，以確保當頻率低于fcl時(shí)，相位裕度優(yōu)于45度。上述工作通過(guò)調整1/βFB#2的高頻部分，使其比FB#1低頻1/β高出+10dB。然后，設置fza，使其至少低于fpc一個(gè)decade，以確保當實(shí)際應用中進(jìn)行參數變化時(shí)，能夠避免BIG NOT。通過(guò)觀(guān)察，我們發(fā)現，最終的1/β曲線(xiàn)是在FB#1 1/β曲線(xiàn)和FB#2 1/β曲線(xiàn)中選擇最小數值的1/β通道而形成的。

務(wù)必請記住，在雙反饋通道中，從運算放大器輸出端至負極輸入端的最大電壓反饋將主導著(zhù)整個(gè)反饋電路。最大的反饋電壓意味著(zhù)β值最大或者是1/β值最小。圖18向我們展示了這種關(guān)鍵的推算技巧。

最后，在FB#2取得支配地位之前，預計Vout/Vin的傳輸函數將隨著(zhù)FB#1的變化而變化。此時(shí)，Vout/Vin將會(huì )衰減至-20dB/decade，直至FB#2與Aol曲線(xiàn)相交，然后，將隨著(zhù)Aol曲線(xiàn)下降。

圖17：FB#2圖解分析：發(fā)射極跟隨器。

圖18：雙通道反饋、疊加以及1/β：發(fā)射極跟隨器。

圖18告訴我們，當整個(gè)運算放大器電路采用雙通道反饋電路時(shí)，最大的β值電路將居支配地位。一個(gè)很明顯的例子就是，如果有兩個(gè)人對著(zhù)您的同一只耳朵講話(huà)，您會(huì )更易于聽(tīng)到哪個(gè)人的講話(huà)？當然是嗓門(mén)最大的那個(gè)人！同樣的道理，運算放大器也將會(huì )“聽(tīng)到”β值最大或1/β值最小的反饋電路。運算放大器察覺(jué)到最終的1/β曲線(xiàn)將是在各種FB#1 1/β或FB#2 1/β頻率時(shí)，頻率較低的那一條曲線(xiàn)。

如圖19所示，里面會(huì )有一些主要的假設。我們將這些假設運用于幾乎所有的具有雙通道反饋的RISO電路中。首先，我們假設CL>10*CF，這也就是說(shuō)，在高頻率時(shí)，CL早在CF短路前短路。因此，我們將短路CL以排除FB#1，從而便于單獨分析FB#2。另外，我們假設RF>10*Riso，這意味著(zhù)作為Riso的負載，該RF幾乎完全失效。從圖19和圖20中具體的公式推導，我們可以看出，當zero,fza=19.41Hz(由RF和CF產(chǎn)生)時(shí)，FB#2在原點(diǎn)擁有一個(gè)極點(diǎn)。由于在高頻時(shí)，CF和CL同時(shí)處于短路狀態(tài)，所以FB#2高頻1/β部分即為Ro+Riso與Riso之間的比值。FB#2 1/β的公式推導請參閱下一張圖(圖20)，有關(guān)計算結果請參閱下圖。FB#2高頻1/β設置為3.25dB或10.24dB、原點(diǎn)擁有一個(gè)極點(diǎn)以及當頻率為19.41Hz時(shí)的零點(diǎn)。

圖19：FB#2分析：發(fā)射極跟隨器。

圖20：FB#2 1/β公式推導：發(fā)射極跟隨器。

FB#2β的公式推導如圖20左側所示。由于1/β是β的倒數，所以FB#1 1/β的計算結果可以輕而易舉的被推導出來(lái)，具體推導過(guò)程請參閱圖20右側。從圖中我們還發(fā)現，在β推導過(guò)程中的pole,fpa變成了1/β推導過(guò)程中的zero,fza。

圖21：FB#2AC電路分析：發(fā)射極跟隨器。

圖22：FB#2 1/β曲線(xiàn)：發(fā)射極跟隨器。

為了檢驗FB#2的一階分析情況，我們可采用如圖21所示的Tina SPICE電路。再者，為了便于分析，我們將CL設置為10GF，因此對各種相關(guān)的頻率而言，CL都等同于短路狀態(tài)。但是，在開(kāi)展AC分析前，仍允許SPICE查找到相應的DC工作點(diǎn)。

Tina SPICE仿真的結果如圖22所示。FB#2 1/β曲線(xiàn)正如當fza=19.41Hz以及高頻1/β=10.235dB時(shí)，采用一階分析推算出來(lái)的結果一樣。另外，我們也繪制出OPA177 Aol曲線(xiàn)，以弄清楚在高頻率時(shí)，FB#2將如何與其相交。

如果推算的FB#1和FB#2的疊加結果會(huì )產(chǎn)生所需的最終1/β曲線(xiàn)，那么我們將通過(guò)如圖23所示的Tina SPICE電路，開(kāi)展分析工作。我們還可通過(guò)Tina SPICE電路，繪制出Aol曲線(xiàn)、最終的1/β曲線(xiàn)以及環(huán)路增益曲線(xiàn)。

從圖24中，我們可以看出，分析結果驗證了我們所推算的最終1/β曲線(xiàn)。在環(huán)路增益為零的fcl處，推算的接近速率為20dB/decade。

圖24：最終1/β曲線(xiàn)：發(fā)射極跟隨器。

最終電路的環(huán)路增益相位曲線(xiàn)(采用FB#1和FB#2)如圖25所示。相移從未下降至58.77度以下(如為當頻率為199.57kHz時(shí)的情況)，而且，在fcl處(頻率為199.57kHz)，相位裕度為76.59度。

圖25：最終環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器。

我們將采用圖26中的Tina SPICE電路，對我們的穩定電路進(jìn)行最后的檢驗-瞬態(tài)穩定性測試。

圖26：最終瞬態(tài)穩定性測試電路：發(fā)射極跟隨器。