將負脈沖轉換為正脈沖電路設計與實(shí)現

本例中的電路可將負脈沖轉換為正脈沖。盡管這個(gè)任務(wù)看似簡(jiǎn)單，但負脈沖的幅度為-5V~-2V。按照不同應用要求，正脈沖也需要不同的脈沖寬度，而負脈沖是梯形的。脈沖必須先經(jīng)過(guò)一個(gè)長(cháng)距離的傳輸線(xiàn)才能到達某個(gè)控制設備。有多個(gè)電路可以解決這一問(wèn)題，具體要看脈沖幅度以及形狀。

　　圖1給出了一個(gè)電路，它只需要一個(gè)5V的電源。它有高的觸發(fā)器閾值，最大限度提高了噪聲抑制能力。本電路需要一個(gè)大的輸入電流，它可以與集電極電流相比擬。另外，它還需要一個(gè)CMOS或TTL（晶體管-晶體管邏輯）反相器，用于閾值電壓下的觸發(fā)。如果輸入脈沖為梯形，則輸出脈沖寬度不等于輸入脈沖的寬度?？梢赃@樣計算閾值V T- ：VT-=-［（V+ -V IH）×R1/R2+0.62］，其中， V T-為較低的電壓閾值，V+是電源電壓，而VIH是74HC132的高電平輸入電壓。圖2顯示了輸入與輸出波形。

　　圖1，本電路使用單一電源，有良好的噪聲抑制能力，但不能可靠地轉換梯形脈沖。

　　圖2，輸出脈沖寬度近似于輸入脈沖的主要負極部分

　　圖3是一個(gè)脈沖整形器，它將3μs的負極脈沖轉換為正脈沖。輸出脈沖的寬度非常接近于輸入脈沖的寬度。本電路不需要大的輸入電流，也不需要反相器。它的電壓閾值低于圖1中的電路：V T- ≥-0.3V，但圖3中的電路需要兩個(gè)電源電壓：±5V。圖4給出了圖3中電路的波形。

　　圖3，可以用這個(gè)電路轉換脈沖極性，但它需要雙電源。

　　圖4，脈沖寬度最小為3μs。

　　圖5中的電路更進(jìn)了一步。它使用一只廉價(jià)的LM211或LM311 IC比較器，產(chǎn)生的正輸出脈沖完全相等于輸入脈沖的寬度，而電平可調。電阻R3與R4設定了比較器的閾值電壓，但它取決于負電源的電壓值。用方程VT-=［V-/（R2+R4）］×R4可以計算出閾值電壓，其中V-是負電源電壓。圖6給出了電路的波形。

　　圖5，電路中的一只比較器產(chǎn)生出精確的脈沖寬度。

　　圖6，正輸出脈沖與負輸入脈沖的寬度基本相等。

　　如果脈沖寬度為2μs或更長(cháng)，可以使用不太貴的LM211比較器。否則，應采用一款高速比較器。這樣就無(wú)需額外的輸出電阻R1。LM211需要這個(gè)電阻的原因是，該IC是集電極開(kāi)路電路。這種電路需要兩個(gè)電源電壓。

　　圖7中的電路可以將負極性脈沖轉換為正脈沖，而輸出并不依賴(lài)于輸入脈沖的幅度。這一版使用的是單電源和一只555定時(shí)器。它產(chǎn)生所需要寬度的正輸出脈沖。電阻R1與R3建立了一個(gè)飽和閾值?？梢杂肰T-=V+/3×（1-2R3/R1）計算此閾值，其中V+為555定時(shí)器的電源電壓。電阻R2與電容C1設定脈沖寬度。方程 t=1.1R2C2計算輸出高態(tài)的持續時(shí)間。為了讓電路正常工作，飽和脈沖必須短于所需要的脈沖寬度，而脈沖周期則必須大于t。電阻R3必須至少為1.5kΩ。電阻R4可選。

　　圖7 本脈沖轉換器使用了一只555定時(shí)器

　　與圖1、圖3、圖5中的電路相比較，圖7中的電路運行在低電阻負載上，輸出可拉入或供出電流達200mA，或可工作在大電容負載下。電路不需要額外的反相器或驅動(dòng)器。電阻R5用于保護IC，防止輸出端短路。

　　圖8給出了電路的波形。

　　圖8 圖7中的555定時(shí)器產(chǎn)生所需脈寬的正脈沖