電流反饋運放大器電路解析

問(wèn)：我注意到CFA的電流噪聲很高，這會(huì )不會(huì )在使用它時(shí)會(huì )受到限制?

答：你說(shuō)得對。CFA反向輸入端電流噪聲比較高，大約為20~30pA/Hz。但是與類(lèi)似的VFA相比較，CFA的輸入電壓噪聲非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反饋電阻也很小，通常小于1kΩ。在增益為1時(shí)，CFA的主要噪聲源是流過(guò)反饋電阻的反向輸入端的噪聲電流。20pA/Hz的輸入噪聲電流和750Ω的RF在輸出端產(chǎn)生的15nV/的電壓噪聲成為主要噪聲源。當增益增加時(shí)(減小輸入電阻RG)，由輸入電流噪聲產(chǎn)生的輸出電壓噪聲不會(huì )增加，這時(shí)運放的輸入電壓噪聲成為主要噪聲源。比如，當增益為10時(shí)，輸入噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓折合到輸入端僅為15nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的輸入噪聲電壓上，這樣總的輸入噪聲電壓僅為25nV/(忽略電阻噪聲)。因此在低噪聲應用中，CFA是很吸引人的。

問(wèn)：用CFA構成四電阻差動(dòng)放大器會(huì )怎么樣?會(huì )不會(huì )因CFA的兩個(gè)輸入端電阻不平衡而不適用于這類(lèi)電路?

答：你問(wèn)得好!這是對CFA常有的誤解。CFA的兩個(gè)輸入端電阻確實(shí)不匹配，但理
想差動(dòng)放大器的傳遞函數照樣可以用。兩個(gè)輸入電阻不相同會(huì )有什么樣結果?低頻時(shí)，四電阻差動(dòng)放大器的CMR由外電阻比值匹配情決定，01%的電阻匹配相應的CMR約為66dB；高頻時(shí)，要關(guān)心的問(wèn)題是輸入阻抗形成的時(shí)間常數的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的輸入電容，在1MHz時(shí)CMR柯達到60dB。由于CFA的輸入級不平衡，其輸入電容不可能匹配好。這意味著(zhù)為減少時(shí)間常數失配，在某些運放的同相輸入端須接一個(gè)外部電阻(100至200Ω)。如果仔細選擇電阻，那么CFA也能產(chǎn)生與VFA相當的高頻CMR。在犧牲一部分信號帶的情況下
外加手調電容可以進(jìn)一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好選擇單片高速差動(dòng)
放大器，如AD830。無(wú)需電阻匹配，它在1MHz時(shí)CMR大于75dB，在10MHz時(shí)CMR約為53dB。

問(wèn)：你認為用反饋電容調節放大器帶寬情況會(huì )怎樣?反相輸入端低阻抗會(huì )不會(huì )使CFA對此節點(diǎn)上的旁路電容敏感性減小?容性負載情況又會(huì )怎樣?

答：首先考慮在反饋環(huán)路上有一個(gè)電容的情況。對于VFA，在噪聲增益范圍內，會(huì )產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，但對CFA，在其反饋電阻范圍內要出現一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，如圖4所示。請記住，反饋電阻與開(kāi)環(huán)互阻交點(diǎn)處的相位裕度決定閉環(huán)穩定性。電容CF與RF并聯(lián)后的反饋電阻為：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG
RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

圖4 電容反饋電容的作用

極點(diǎn)出現在1/2πRFCF，零點(diǎn)出現在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF與Z
OC 交點(diǎn)處頻率太高，開(kāi)環(huán)相移太大會(huì )引起不穩定。對于積分電路，若RF→∞，極點(diǎn)
出現在低頻處，在高頻處幾乎沒(méi)有電阻限制環(huán)路增益，為限制環(huán)路高頻增益，用一個(gè)電阻與
積分電容串聯(lián)用來(lái)限制高頻環(huán)路增益，這樣可以穩電流反
饋積分器。CFA不適用于電抗反饋型濾波器結構，例如阻容并聯(lián)的反饋濾波器，但用CFA構成
的SallenKey濾波器除外，因為它被用作固定增益單元電路?？傊?，不希望在CFA的RF兩端并接電容。另一個(gè)要考慮的問(wèn)題是CFA的反向輸入端旁路電容的影響。記得VFA，旁路電容會(huì )在噪聲增益上建立一個(gè)零點(diǎn)，增加噪聲增益與開(kāi)環(huán)增益間的閉合速度(rate of closure)，若不進(jìn)行頻率補償，產(chǎn)生過(guò)大的相移會(huì )導致電路不穩定。對CFA，旁路電路有同樣的影響，只不過(guò)此問(wèn)題講得較少。附加輸入旁路電容的反饋電阻表達式可寫(xiě)作：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零點(diǎn)出現在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］，見(jiàn)圖5中f Z1 。這個(gè)零點(diǎn)使CFA產(chǎn)生和VFA一樣的麻煩，只是由于反相輸入阻抗低，零點(diǎn)的轉折頻率變高?？紤]寬帶VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］處的零點(diǎn)頻率約為40MHz，RO為40Ω而其它電路參數完全相同的CFA將把零點(diǎn)抬高到400MHz左右。對于單位增益帶寬都為500MHz的兩種運放，VFA需要有反饋電容補償，以減小C IN 的影響，同時(shí)要減小信號帶寬。CFA雖然因零點(diǎn)會(huì )有一些附加的相移，但由于轉折頻率高十倍，受C IN 的影響就沒(méi)有VFA那么大。CFA的信號帶寬比VFA要大，若要求通帶內平坦或脈沖響應最優(yōu)，也可以進(jìn)行補償。為減小ZF和Z OL 之間的閉合速度，加一個(gè)小電容并聯(lián)在RF上，就可以改善響應。要至少保證45°的相位裕度，應當選擇反饋電容放到ZF與ZOL 相交的極點(diǎn)處，如圖5中fP點(diǎn)。請不要忘記反饋電容所產(chǎn)生的高頻零點(diǎn)f Z2
的影響。

圖5 反相輸入端旁路電容的作用

CFA中負載電容呈現出和VFA中一樣的問(wèn)題：增加誤差信號相移，引起相位裕度變小，可能產(chǎn)
生不穩定。處理容性負載有幾種公認的電路方法，但對于高速運放，最好的方法是在運放的
輸出端串聯(lián)一個(gè)電阻(見(jiàn)圖6)，在反饋環(huán)的外面有了與負載電容串接的電阻，放大器不直接

圖6 驅動(dòng)容性負載的串聯(lián)輸出電視

驅動(dòng)純容性負載。CFA還可嫌加RF以減小環(huán)路增益。不管采用什么方法，帶寬、壓擺率
及建立時(shí)間總會(huì )有些損失。最好根據要求的特性，如最快上升時(shí)間、達到規定精度的最快建
立時(shí)間、最小過(guò)沖或通帶平坦性，用實(shí)驗方法對具體放大電路進(jìn)行優(yōu)化。

問(wèn)：為什么你們的CFA沒(méi)有一個(gè)能提供真正單電源工作且允許信號擺幅達到一個(gè)
或兩上電源限?

這是人們喜愛(ài)VFA電路結構的原因之一。放大器要給出良好的電流驅動(dòng)能力。并且使信號擺幅接近電源電壓，通常采用共射輸出級，而不是一般的射極跟隨器作為輸出級。共射極輸出級允許輸出擺幅接近電源電壓，僅相差輸出晶體管的V CE 飽和壓降。在現有的制造工藝中，這類(lèi)輸出級不會(huì )提供射極跟隨器那樣的速度，其部分原因在于它增加了電路的復雜性且有較高的固有輸出阻抗。由于CFA是專(zhuān)門(mén)為超高速運放和電流輸出發(fā)展起來(lái)的，所
以輸出級用射極跟隨器電路是其特有的設計。隨著(zhù)高速運放制造工藝的發(fā)展，例如ADI公司的超高速互補雙極型工藝(XFCB)，現在已經(jīng)能夠設計出共射極輸出超高速運放(例如AF8041)，其帶寬為160MHz，壓擺率為160V/μs，+5V單電源供電。這種運放采用電壓反饋，雖然在某種程度也使用了電流反饋，其速度還是受輸出級限制。采用XFCB工藝制造的射極跟隨器作為輸出級的VFA和CFA的壓擺率，都比AD8041快得多。另外，單電源運放輸入級采用PNP差動(dòng)對管，允許共模輸入范圍低到電源下限(通常是接地電位)。要為CFA設計出這樣的輸入級，是目前面臨的主要問(wèn)題。

然而，CFA可以用于單電源應用場(chǎng)合。ADI公司提供了許多+3V和15V單電源工作的運放。必須牢記的是，在應用中，只有信號在允許的輸入電壓和輸出電壓范圍內，器件才會(huì )在偏離單電源情況下工作得很好。這就要求電平移動(dòng)或交流耦合，并且偏置到適當范圍。在大多數單電源系統中，已經(jīng)考慮到這種要求。如果系統動(dòng)態(tài)范圍必須達到電源的正負限之一或兩者，或者如果是在交流耦合應用中要求有最大余量(headroom)，CFA可能就不是最好的選擇。當驅動(dòng)大負戴時(shí)，正負電源限之間的輸出擺幅性能也是一個(gè)考慮因素，在驅動(dòng)50Ω或75Ω電纜時(shí)，許多電源正負限器件的輸出并不能接近電源限，因為輸出電流增加時(shí)，V ＣＥＳＡＴ 飽和電壓也增大。如果你確實(shí)需要電源限輸出性能，那就不必選用CFA。如果你要求超高速和電流輸出，這才是CFA獨特之處。