SAR ADC驅動(dòng)運算放大器的選擇

　運算放大器輸出級極限

　　運算放大器的軌至軌運行是指其輸入級或輸出級，或者是指其輸入級與輸出級。作為驅動(dòng) SAR ADC輸入端的一個(gè)緩沖器，我們更關(guān)注運算放大器軌至軌的輸出能力。一般說(shuō)來(lái)，該輸出能力表明了輸出級能夠接近電源軌的程度。

　　通常情況下，當信號振幅增大時(shí)，低頻信號 (1kHz)、總諧波失真保持不變。只有當輸出電壓和電源軌之間的差值低于 10mV 時(shí)，才會(huì )導致性能顯著(zhù)下降。而當輸出信號頻率增加時(shí)，輸出電壓和電源電壓之間的差值也會(huì )隨之增大。對于 10kHz 的信號而言，當上述電壓差值低于 200mV時(shí)，相關(guān)性能才開(kāi)始下降；對于 20kHz 的信號而言，當上述電壓差值低于 300mV 時(shí)，相關(guān)性能才開(kāi)始下降；以此類(lèi)推?？紤]到運算放大器的輸出級極限，這些測量結果將有助于確定 SAR ADC 電路的最佳工作點(diǎn)。


　　RC 負載對運算放大器的影響

　　對于最佳的 AC 性能，運算放大器的輸出信號擺幅介于 450mV ~ 4.55V 之間。用于驅動(dòng) SAR ADC 運算放大器的第二個(gè)重要參數就是要找出其驅動(dòng)不同的 RC 負載的極限。推薦在 ADC 輸入端采用 RC 濾波器限制輸入噪聲的帶寬，并幫助運算放大器驅動(dòng)由 SAR ADC 產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)電容負載。圖 1 示出了測試調整電路幫助確定具有 RC 負載的運算放大器的驅動(dòng)極限。

　　首先，將RC電路的截止頻率定為1.5MHz。這一頻率限額是以在未來(lái)設計中將要采用的ADC預期采集時(shí)間為基礎設定的。另外，如欲保持截止頻率不變，則應采用不同 RC 組合和不同信號頻率的測量工作。對于較低的頻率而言，使用較小阻值的電阻或較大容量的電容器。當信號頻率增大時(shí)，阻值較大的電阻應與容量較小的電容器配合使用，以保持相關(guān)性能的穩定。

　　ADC 輸入的非線(xiàn)性特性

　　減小輸出電壓擺幅將有助于保持運算放大器的性能，但還應考慮信號的完整性及其對不同系統組件的影響，隨后可向ADC輸入端發(fā)送一個(gè)信號。圖2為常見(jiàn)的SAR ADC 輸入級。在流經(jīng)輸入靜電放電 (ESD) 保護二極管之后，則可對一個(gè)采樣電容器和兩個(gè)場(chǎng)效應晶體管 (FET) 開(kāi)關(guān)中的信號進(jìn)行采樣。如果采用了理想的組件，本設計不會(huì )對采樣階段的運算放大器的驅動(dòng)產(chǎn)生任何影響。遺憾的是，這些組件并非理想的解決方案，特別是臨近電源軌的等效負載非線(xiàn)性特性，向緩沖電路提出了新的挑戰。

　　減小從運算放大器至ADC輸入端的信號擺幅，將帶來(lái)諸多益處。在運算放大器的輸出端應用5V_PP的信號將減弱總諧波失真(THD)。另外，在 SAR ADC的輸入端應用5V_PP的信號時(shí)，要求運算放大器擁有強大的驅動(dòng)能力。以2.5V的偏移量，將信號電平從5V_PP減小到4.1V_PP，將同時(shí)為正、負電源軌增加450mV的裕度。

　　另一個(gè)問(wèn)題是：ADC的滿(mǎn)量程衰減。在A(yíng)DC產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中，轉換器的額定電源電壓為5V，其額定滿(mǎn)量程 (FSR) 為一個(gè)5V_PP的信號。注意，ADC的輸入FSR取決于應用參考電壓，可以針對新的運行條件，對FSR進(jìn)行調整。當使用的參考電壓為2.5V時(shí)，對于A(yíng)DS8361而言，在2.5V或5V_PP時(shí)FSR 輸入信號將為 ±2.5V。將參考電壓調整為2.048V 后，在2.5V或4.1V_PP時(shí)，新的（調整后的）FSR 輸入信號將為 ±2.048V?，F在，在4.1V_PP的輸入信號中，我們就有了一個(gè)全16位的轉換功能，而無(wú)需衰減動(dòng)態(tài)范圍。

　　采集時(shí)間與吞吐率之間的關(guān)系

　　當選擇 ADC 時(shí)，最重要的參數就是速度或吞吐率。該參數是采集（采樣）時(shí)間和轉換時(shí)間的組合。當轉換時(shí)間的縮短超過(guò)產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中規定的限額時(shí)，將嚴重影響 ADC 的性能。采集時(shí)間決定著(zhù)為采樣電容器充電的快慢，以達到規定的吞吐率。在采集時(shí)間臨近結束時(shí)，輸入采樣開(kāi)關(guān)開(kāi)啟，轉換過(guò)程隨即開(kāi)始。在轉換周期即將結束時(shí)，從 ADC 所獲得的數據等同于轉換周期開(kāi)始時(shí)（或采集周期結束時(shí)）采樣電容器上的電壓。不論 ADC 性能多么優(yōu)秀，如果沒(méi)有足夠的時(shí)間對采樣電容器進(jìn)行充分的充電，那么轉換結果將會(huì )出現與實(shí)際模擬輸入信號不符的情況。為了在系統設計期間控制上述參數，有兩種方法可供選擇：1）采用輸出阻抗低、運行速度快的運算放大器，或 2）在 ADC 模擬輸入端采用高截止頻率的 RC 濾波器。這種方法可導致運算放大器穩定性方面的問(wèn)題，同時(shí)會(huì )給輸入模擬緩沖電路帶來(lái)較大的噪聲影響。也可以使用運行速度適中的運算放大器和較低截止頻率的 RC 濾波器，延長(cháng)轉換器的采集時(shí)間。

　　優(yōu)化RC實(shí)現特定的頻率性能

　　首先，選擇適合系統電源軌的運算放大器，并記錄下這種放大器的輸入和輸出極限，同時(shí)弄清楚ADC輸入范圍調整的可能性，以便更好地與運算放大器的性能相匹配。其次，確定適當的采集時(shí)間，并相應地設定系統時(shí)序。然后，選擇RC電路中的相關(guān)數值， 采集時(shí)間和RC濾波器時(shí)間常數之間的比率 (k) 取決于A(yíng)DC的分辨率。最后，選擇具備足夠增益帶寬的運算放大器來(lái)驅動(dòng)該RC電路，而且所選的運算放大器應具有適當的調整時(shí)間。對許多不同SAR轉換器的應用來(lái)說(shuō)，該設計驅動(dòng)電路的程序非常穩健而有效。然而，有時(shí)候作為能夠改善性能系統的RC濾波器的一些優(yōu)化措施而言，這僅僅是一個(gè)開(kāi)始。
　　在優(yōu)化ADS8361前端的輸入RC濾波器之前，需要確定有關(guān)的工作條件：輸入時(shí)鐘頻率為9.9968MHz，采樣頻率為199.936kSps；由這兩個(gè)數值得到ADC轉換時(shí)間為1.6ms，采樣時(shí)間為3.4ms。因此，該轉換器需要12個(gè)時(shí)間常數的外部RC濾波器來(lái)相應的采集時(shí)間匹配。這種條件可將RC電路的帶寬設置為：

　　其中：k =12，由此可以實(shí)現562kHz的帶寬。

　　低噪聲系統可以采用盡可能高的帶寬，但是，也不要把帶寬設置得過(guò)高。因為帶寬越高，其所允許的噪聲也就越高，所以應在 RC 設定時(shí)間和該帶寬之間取得一個(gè)平衡值。為了確定 RC 濾波器的最佳值，我們使用一個(gè)低輸出阻抗的信號源。注意，最終計算結果應包括信號源的輸出阻抗。在該示例中，該阻抗為 20Ω。從這些測量結果中發(fā)現，當 k = 7 時(shí)，可獲得最佳 THD 值；而當 k = 6 時(shí)，可獲得最佳的 SFDR 值。并且，k 值越小，RC 濾波器的帶寬也就越低，從而降低了噪聲。然而，當 k 值變小時(shí)，性能也隨之降低。出現這種情況是因為時(shí)間常數太大，而且它不能對采樣電容器上的輸入電壓進(jìn)行相應的設置，從而導致測量誤差的出現。

　　結論

　　為了完成信號鏈的最終性能評估，選用當k = 6.36或截止頻率 = 298kHz 時(shí)的RC濾波器。在這種前提下，我們采用一只2.2nF的COG型電容器和一只243Ω的電阻。

　　當采用ADC最高的采樣速度時(shí)，采集時(shí)間為 400ns。采用上述相同標準（k = 6.36）時(shí)，一階濾波器的有效噪聲帶寬為 4MHz。當采集時(shí)間由 400ns 延長(cháng)至 3.4ms 時(shí)，有效噪聲帶寬則下降為 562kHz。圖 3為最終調整圖。