基于電流型PWM整流器的電子模擬負載系統研究

　　Cs為PWM整流器的交流側儲能濾波電容，它的取值大小至關(guān)重要。取值較大有利于電能轉換及反饋電流的濾波，但成本增加且電容上的電流增加，電容上的電流增加則直接影響PWM整流器向電網(wǎng)逆變的功率，或同等功率下不得不增大PWM整流器主開(kāi)關(guān)管的電流容量，從而使得整體成本增加；取值較小，電容上的電流減小價(jià)格降低，但反饋電流的諧波增加。因此對于Cs的取值應綜合考慮電容上的電流、電流的諧波和制造成本。

　　為使得Cs在合理的情況下PWM整流器的逆變輸出電流滿(mǎn)足IEC1000-3-2所規定的最大諧波電流值，在PWM整流器的交流輸出端合理地設置濾波電感，如圖2所示的LA、LB、LC可獲得較為理想的效果，該電感的并入能較好的抑制流向電網(wǎng)的高次諧波電流，且該電感的數值較小并不能改變電路系統的特性。

　　若設圖2中的開(kāi)關(guān)VTK導通時(shí)=1開(kāi)關(guān)VTK關(guān)斷時(shí)=0則根據電流型逆變器的工作特點(diǎn)必定有如下關(guān)系

　　考慮到電流型PWM整流器直流側具有相對較大的電感，因此有理由假定在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內直流電流是保持恒定的，則圖2所示的相關(guān)電流有如下關(guān)系

　　上式中I為PWM整流器直流側電流，考慮到輸出波形的頻率與逆變器開(kāi)關(guān)頻率相比要低得多，因而有理由用一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的平均值dk替代開(kāi)關(guān)函數，因此逆變器交流側電流可表示為

　　圖2所示電路的電流型PWM整流器總計能產(chǎn)生六個(gè)空間矢量和三個(gè)零矢量，其表達式如下

　　因此只要采取適當的控制策略就可以獲得所要求的Ira、Irb、Irc。

　　系統參數選擇及實(shí)驗結果

　　每個(gè)負載模擬單元參數，直流電壓：54～540V；直流電流：30～100A。

　　參數選擇

　　系統主電路見(jiàn)圖2，VT1～VT6：主開(kāi)關(guān)管IGBT，電流額定為200A；LA、LB、LC：PWM整流器的濾波電感，4mH；L：直流側濾波電感，5.3mH；C：交流側儲能濾波電容，5μF/1200V；LEM：直流側電壓檢測，型號為：KV50A/P；逆變器調制頻率：10kHz，直流側電壓：54～540V。

　　實(shí)驗結果

　　圖5的超前電壓為電容上的電壓，滯后者則為電網(wǎng)電壓波形，從圖2所示的原理圖可以看出此時(shí)的工況為再生工況，且濾波電感LA、LB、LC起到濾波作用，進(jìn)而可以看出盡管電容上的電壓波形含有一定量的高頻成分，但經(jīng)濾波后的饋網(wǎng)電流的諧波已足夠小了（見(jiàn)圖6所示的電流波形）。

圖5 電網(wǎng)電壓波形和電容上的電壓波形

圖6 PWM整流器交流側輸出電流及電網(wǎng)電壓波形

　　PWM整流器交流側電壓及輸出電流波形如圖6所示。

　　從圖6所示的電網(wǎng)電壓波形及PWM整流器輸出電流波形可以看出二者是反相位的，即該控制方法使得交流側的功率因數約為－1.0。

　　利用波形分析儀對反饋電流進(jìn)行的諧波分析得知，由電流型PWM整流器實(shí)現的電子模擬功率負載在額定功率運行時(shí)的總諧波小于1.2％，在50％功率運行時(shí)的總諧波含量小于1.3％，在10％功率運行時(shí)的總諧波含量小于1.6％，滿(mǎn)足我國的有關(guān)諧波標準及國際IEC1000-3-2標準。

　　實(shí)驗證明該方法具有控制精確、電流動(dòng)態(tài)效應快、DSP控制器計算量小、易于實(shí)現對逆變器的高頻控制等優(yōu)點(diǎn)。

　　結論

　　本文的原理分析及實(shí)驗證明，采用電流型PWM整流器實(shí)現電子模擬功率負載，一方面為實(shí)現電子模擬功率負載提供

了又一可選方案，另一方面，為輸出電壓變化的電源所需電子負載提供了更為有效的解決方法。該方案通過(guò)對電能的再生利用解決了利用電阻型負載進(jìn)行實(shí)驗時(shí)的能源浪費問(wèn)題，改善了工作環(huán)境，節約了工作空間，實(shí)驗的自動(dòng)化程度也有很大的提高。

　　本文的討論是對輸出電壓變化的直流電源及蓄電池的出廠(chǎng)試驗、特性實(shí)驗，日常維護檢測及可靠性試驗而言的，對輸出電壓恒定的直流電源同樣適用，只是它們的電流和電壓的等級不同使得在設計上有所不同。