LMX2531 整數雜散優(yōu)化的案例分析

摘要

LMX2531 系列產(chǎn)品被廣泛應用于無(wú)線(xiàn)通訊基站系統，相比較整數分頻，采用小數分頻可以獲得更好的相位噪聲性能，但是小數分頻會(huì )導致雜散問(wèn)題，特別是整數邊界雜散尤為突出。本文介紹一種在盡可能保證相位噪聲性能的基礎上，改善整數邊界雜散達10dB。

1. 小數分頻器整數邊界雜散問(wèn)題的提出

相對于整數分頻頻率合成技術(shù)而言，小數分頻頻率合成技術(shù)通過(guò)較小的N 分頻比進(jìn)而產(chǎn)生一個(gè)較高的鑒相頻率。在這其中，delta-sigma 小數分頻技術(shù)得到最廣泛的應用。根據下面的相位噪聲公式1.1 得知，較小的分頻N可以改善輸出信號的相位噪聲性能，這也是最近幾年小數分頻頻率合成技術(shù)大行其道的魅力所在。

在獲得良好的相位噪聲性能的基礎上，小數分頻技術(shù)的雜散相對于整數分頻技術(shù)而言表現的更復雜。TI 公司Dean Banerjee 執筆的應用文檔1879《Fractional N Frequency Synthesis》中對雜散的產(chǎn)生原理以及相應的處理對策有著(zhù)非常詳盡的闡述，這里就不再做過(guò)多的闡述。對于小數雜散中最為嚴重的整數邊界雜散，文中對此的處理方式是頻點(diǎn)規避，這種處理方式增加了射頻本振在移動(dòng)通訊基站中的應用復雜度。本文以業(yè)內廣泛使用的LMX2531 系列為例，通過(guò)LMX25312080EVAL 評估板 ,結合設計仿真軟件clock design tool 和寄存器配置軟件codeloader4 ，針對整數邊界雜散在原有的設計中進(jìn)行優(yōu)化設計，最終獲得10dB 的改善。

2. 小數分頻器整數邊界雜散的優(yōu)化設計

圖1 是利用clock design tool 軟件設計出來(lái)的原始設計，環(huán)路帶寬為11kHz，相位裕量為42.4 度。圖2 是環(huán)路濾波器的拓撲結構，表1 是該電路的相位噪聲和雜散實(shí)測結果

當分子為1 或者FDEN-1 的雜散，即整數邊界雜散，是所有雜散中最為惡劣的情況，特別是作為GSM 基站的發(fā)射本振，LMX2531 的這個(gè)雜散或者高次諧波雜散將會(huì )通過(guò)混頻器或者IQ 調制器發(fā)射出去，不能滿(mǎn)足發(fā)射譜模版要求。通過(guò)減小環(huán)路帶寬從而加強對@40kHz 雜散的抑制，但過(guò)小的環(huán)路帶寬會(huì )嚴重影響鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間。

嘗試改變與雜散相關(guān)的環(huán)路參量，發(fā)現減小鑒相頻率會(huì )明顯改善@40kHz 的雜散，在原始設計中不改變其他參量，減小鑒相頻率以及相應的小數分母以保證分子為1 時(shí)仍輸出1966.12MHz 信號。表2 是測試結果。

通過(guò)上述測試結果發(fā)現，整數邊界雜散有了非常明顯的改善。圖3 是基于3.84MHz鑒相頻率的重新設計優(yōu)化設計，環(huán)路帶寬為11.5kHz，相位裕量為39 度。

輸出信號1966.12MHz信號的性能測試結果如表3 所示。

為了滿(mǎn)足10dB的雜散優(yōu)化目標，再次重新設計圖4 所示的參量，環(huán)路帶寬為8kHz，相位裕量為43 度。

1. 小結

本文以L(fǎng)MX2531LQ2080E為例，提供了一種優(yōu)化小數分數中最為惡劣的整數邊界雜散， 而不是采用頻率規避的方法。在付出了0.26 度相位噪聲惡化的代價(jià)下，獲得了高達10dB的整數邊界雜散性能改善。當然降低電荷泵電流、減小環(huán)路帶寬等方法也會(huì )適當改善整數邊界雜散，但是通過(guò)實(shí)驗驗證發(fā)現，減小電荷泵電流改善的程度非常有限，而且小的電荷泵電流也會(huì )對相噪性能有著(zhù)較大的影響;過(guò)窄的環(huán)路帶寬會(huì )帶來(lái)較長(cháng)的環(huán)路鎖定時(shí)間，對鎖相環(huán)技術(shù)的應用有著(zhù)限制作用。所以如果相位噪聲性能要求不是異?？量痰那闆r下，可以嘗試較小的鑒相頻率從而獲得不錯的雜散性能。

2. 參考資料

1. LMX2531 datasheet

2. LMX2531LQ2080E Evaluation Board Operating Instructions

3. AN-1879 Fractional N frequency synthesis, Dean Banerjee