非平衡條件下三相逆變電源相位對稱(chēng)性的研究

0 引言
對于三相逆變電源供電系統，如果三相負載是平衡的，對電源輸出相位的對稱(chēng)性不構成影響。倘若三相負載不平衡，由于電源相與相之間在電路和磁路上都存在耦合關(guān)系，這就勢必要影響到三相電源輸出相位的對稱(chēng)性，使之偏離120的對稱(chēng)關(guān)系。相位的不對稱(chēng)隨之也引起線(xiàn)電壓的不對稱(chēng)，負載的不平衡度越嚴重，影響越大。以致負載不能正常工作，儀表及軍事裝備的性能不能正常發(fā)揮。針對常規逆變電源存在的這一實(shí)際問(wèn)題，本文提出了相位反饋，用鎖相環(huán)將輸出電壓的相位與基準相位比較，實(shí)現閉環(huán)控制的方案。設計了相關(guān)的電路，并進(jìn)行了電路實(shí)驗，較好地解決了這一問(wèn)題。使逆變電源的供電特性得到提高，有效地拓寬了對負載的適用范圍。

1 相位跟蹤鎖定的基本原理
圖1(a)是一臺逆變電源的輸出電路示意圖[1]，虛線(xiàn)框內為輸出端交流濾波器。將每相輸出濾波器的串聯(lián)阻抗與逆變器的輸出阻抗合并，以A相為例其串聯(lián)等效阻抗可表達為

ZAS=RAS+jωLAS （1）
式中：RAS、LAS分別為等效串聯(lián)電阻和電感。

負載不平衡時(shí)逆變電源輸出端電壓矢量圖如圖1(b)所示，可以看出盡管逆變器輸出電壓UAt,UBI，Uc1對稱(chēng)，而負載端的UA，UB，UC已不再對稱(chēng)，常規逆變電源是無(wú)法克服這一弊端的。在圖1(c)的矢量圖中，盡管負載不平衡，UA，UB，UC仍為對稱(chēng)的，而逆變器的輸出電壓UAI,UBI,UCI卻是不對稱(chēng)的，這就是說(shuō)，在負載不對稱(chēng)的情況下，可以在逆變器輸出端進(jìn)行校正。只要分別動(dòng)態(tài)地實(shí)時(shí)控制各相的相位重新回到對稱(chēng)位置，就可以維持電源輸出端的相位總是處于對稱(chēng)狀態(tài)?；谶@種設計思想，相位控制電路組成框圖如圖2所示。以A相為例，它由信號調理、電子開(kāi)關(guān)、鎖相環(huán)路、正弦脈寬調制器等組成?；鶞氏辔话l(fā)生器產(chǎn)生二相互差120度的參考相位信號Uir(i E a，b，c)。

2 電路的設計與實(shí)現
2．1 信號調理與電子開(kāi)關(guān)電路
電路如圖3所示。在電源的輸出端由取樣變壓器降壓隔離后的相位反饋信號Uar，經(jīng)跟隨器A1緩沖隔離，送到比較器A2同相端。為保證A2的輸出端在無(wú)信號反饋時(shí)穩定無(wú)振蕩(如檢修或逆變器不工作)，且有一個(gè)確定的高電平，三相的調理電路統一設置一個(gè)參考電平―Uref，―Uref其實(shí)是一個(gè)超前補償電平，因而還可以提高相位反饋環(huán)路的響應速度，并不影響相位檢測的精度，而且也避免了比較器在過(guò)零點(diǎn)的抖動(dòng)。設計選用高輸入阻抗，高共模抑制比，低漂移，低功耗，速度適中的集成運算放大器TL082作跟隨器和比較器。R3，D1用以削去負向方波。調理后的信號為Uaf。

當高壓整流電路，控制電路等低壓電源均已上電工作，主電路處待逆變狀態(tài)時(shí)，輸出端無(wú)輸出，因而信號調理電路無(wú)反饋輸入。PLL雖有基準相位方波Uar，但無(wú)比較對象，PLL處在失鎖狀態(tài)。電子開(kāi)關(guān)的作用就是將壓控振蕩器(VCO)的輸出經(jīng)N1分頻后的Uvi接入。構成內環(huán)的閉環(huán)鎖相，由此決定SPWM電路中參考正弦的相位?？刂齐娐樊a(chǎn)生的驅動(dòng)信號處于待發(fā)送狀態(tài)。逆變啟動(dòng)后，逆變輸出Uaf反饋至信號調理電路產(chǎn)生Uar,電子開(kāi)關(guān)再將Uaf切換至PLL與參考相位Uar進(jìn)行相位比較，構成外環(huán)的相位反饋控制，斷開(kāi)內環(huán)的UNI信號。其波形關(guān)系如圖4所示。電子開(kāi)關(guān)由組合邏輯電路完成，這里不再詳述。

2．2鎖相環(huán)的應用
鎖相環(huán)是整個(gè)方案設計的重點(diǎn)，電路如圖5所示。由鎖相環(huán)[2][3]的理論知，鎖相環(huán)是利用相位差產(chǎn)生控制信號，從而消除相位偏差，所以，鎖相環(huán)的輸人量是基準相位信號Uir的相位，輸出量是逆變器輸出電壓Uar(i Ea,b,c)的相位。因為Uir的頻率是固定的，可設基準輸入相位為Wit+oi壓控振蕩器(VCO)的數學(xué)模型為

ωt（t）=ω0+k0uc（t） （2）
式中：Uc(t)是VCO的控制電壓；
Wo為VCO的固有頻率；
Ko為VC0的控制靈敏度。

環(huán)路反饋的瞬時(shí)相位θf(wàn)(t)是ωr(t)的積分，即θf(wàn)(t)=ωot+Kouc(t)／p，可以推得頻差和相差的關(guān)系為
θe(t)=△ωo(1-e-h)／K+θe(O)e-kt (3)
式中：第一項為零狀態(tài)響應,第二項為零輸入響應，θe(O)為起始相位差。

對式(3)的進(jìn)一步分析表明，因鎖相環(huán)基準相位信號Uir(t)的頻率是固定的，可以消除頻差。但存在一定的相差Or(t)，Oe(t)能否消除，取決于環(huán)路低通濾波器(LPF)的特性。若LPF能產(chǎn)生一個(gè)△Wo／k的控制電壓，則Oe(t)=0。因此，環(huán)路濾波器的參數對整個(gè)環(huán)路的動(dòng)靜態(tài)性能影響很大，設計時(shí)可以通過(guò)調整參數來(lái)獲得想要的性能。由R3,R4,C1構成無(wú)源比例積分器，其開(kāi)環(huán)傳遞函數為
Ho(s)=K(l+t28)／s(l+t1s) (4)
式中：τ1=(R3+R4)C1，τ2=R4C1。

由于逆變器和輸出濾波器均是滯后環(huán)節，寄生相移的影響使實(shí)際的相位裕量可能小于零，環(huán)路將處于不穩定狀態(tài)。分析表明[4]，二階環(huán)路的相位裕量y隨阻尼比f(wàn)的增大而增大，超調量Mp隨f的增大而減小。

3 實(shí)驗結果
逆變電源的輸出頻率通常是穩定不變的，不存在頻率的躍變。設計適當的電容電阻(C1，R3，R4)參數，可使起始頻差很小，能快速進(jìn)入捕捉帶?；谏鲜鲈O計思想，應盡可能地增大f，而減少ωn(環(huán)路的自然諧振頻率)，且ωc(級通濾波器的截止頻率)和Wn在同一個(gè)數量級。通頻帶的減小有利于干擾的抑制，相位裕量的增大有利于環(huán)路的穩定。這對逆變器來(lái)說(shuō)至關(guān)重要。環(huán)路的調節時(shí)間不必苛求，穩態(tài)跟蹤誤差達到指標要求即可。通常時(shí)間常數T1，T2的選取原則為：T1>1／f1(f1為參考頻率)，T1>10T2。經(jīng)多次優(yōu)化，選取了一組環(huán)路低通濾波器的有關(guān)參數進(jìn)行了綜合設計：
τ1=3．5 s，τ2=O．1 s，ξ=3．5，N=32(環(huán)路的分頻比)，因為

通常選取ωnWr(參考相位的角頻率)，以提高環(huán)路對雜波的抑制度。按照選取的參數

采用通用型集成電荷泵鎖相環(huán)CD4046和相應電路在一臺三相12 kw、400Hz、127 V／220V的實(shí)驗樣機上進(jìn)行了電路試驗。圖6為A相額定負載，其余兩相空載時(shí)，A相輸出Uaf跟蹤參考相位Uar的波形(圖中Uar 5v／格，Uaf 50V／格)。

4 結語(yǔ)
在SFC―D系列組合式變頻電源[5]中，采用了上述相位控制方案。即使三相負載100％的不對稱(chēng)也能夠保證相位的對稱(chēng)性，并且每相可分別作為單相電源使用而相位的對稱(chēng)性不受影響，使電源的應用范圍更加擴大，提高了裝置的性?xún)r(jià)比。應用表明，整個(gè)方案的設計正確，結果令人滿(mǎn)意。