一種新型移相全橋ZVZCS PWM變換器拓撲

O 引言
傳統的全橋(Full-bridge――FB)PWM變換器適用于輸出低電壓、大功率的情況．以及電源電壓和負載電流變化范圍大的場(chǎng)合。為避免開(kāi)關(guān)過(guò)程中的損耗隨頻率增加而急劇上升，在移相控制(Phase―Shifting Control――PSC)技術(shù)的基礎上利用功率MOS管的輸出電容和變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋變換器的4個(gè)開(kāi)關(guān)管依次在零電壓下導通，實(shí)現恒頻軟開(kāi)關(guān)．稱(chēng)為全橋零電壓開(kāi)關(guān)PWM變換器。它由于實(shí)現ZVS主要靠變壓器漏感儲能，但在輕載的條件下，電感能量不夠大，因此PSC FB ZVS―PWM變換器的滯后橋臂不易滿(mǎn)足ZVS條件。所以有人開(kāi)發(fā)出一種PSCFB ZVZCS―PWM變換器，這種電路在保證超前橋臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現零電壓開(kāi)通的條件下，利用在變壓器原邊串聯(lián)一個(gè)飽和電感Ls的方法，實(shí)現滯后臂的零電流關(guān)斷。其特點(diǎn)是滯后橋臂開(kāi)關(guān)不再并聯(lián)電容，以避免開(kāi)通時(shí)電容釋放的能量加大開(kāi)通損耗。但是，外部加大電感會(huì )儲存額外的能量從而產(chǎn)生大循環(huán)電流而加大損耗。
本文中提出了一種新型ZVZCS移相全橋PWM控制變換器，在超前橋臂實(shí)現ZVS的基礎上，讓滯后橋臂實(shí)現零電流開(kāi)通與關(guān)斷。

l 電路拓撲及其工作原理
電路拓撲如圖1所不。在新的拓撲結構中，傳統移相全橋PWM控制變換器巾的變壓器中兩個(gè)獨立且相同參數的變壓器替代，在前半個(gè)周期中，一個(gè)變壓器實(shí)現傳統電路巾的功能，另一個(gè)作為電感起作州。在后半個(gè)周期中互換功能。圖l中D3和D4分別串聯(lián)在滯后橋臂開(kāi)關(guān)管S3和S4上用來(lái)阻斷反向電流，實(shí)現零電流開(kāi)通。取阻斷電容Cb值較小使得VCb的紋波夠大，使得開(kāi)關(guān)管上電流能夠迅速減小到零。

為了簡(jiǎn)化分析，作如下假設：
(1)所有的開(kāi)關(guān)器件可以近似為理想器件；
(2)兩個(gè)變壓器的參數相同，變壓器Tl與T2的勵磁電感Lm1等于Lm2為L(cháng)m；
(3)C1=C2=Cr
將其工作過(guò)程分為8個(gè)模態(tài)進(jìn)行分析。圖2給出了電路的主要工作波形，圖3給出了電路各個(gè)階段的等效電路。各開(kāi)關(guān)模態(tài)的工作情況描述如下。

(1)模態(tài)l|t0～t1| 對應于圖3(a)。S1和S4導通。原、副邊電流回路如圖所示。阻斷電容正向充電，到t1時(shí)刻，其上電壓為Vcb(t1)，輸出整流管DS2自然關(guān)斷，所有負載電流均流過(guò)DS1。T1作為變壓器傳輸能量到輸出，而T2的勵磁電感作為輸出電感。

式中：n為變壓器變比。

原邊電流ip為

T1原邊繞組上電流的斜率為

(2)模態(tài)2[t1～t2] 對應于圖3(b)。在t1時(shí)刻關(guān)斷S1，原邊電流ip從S1中轉移到C1和C2支路中，以相同的速率給C1充電，同時(shí)C2被放電。由于有C1和C2，S1是零電壓關(guān)斷，而同時(shí)由于Lm足夠大，可以認為原邊電流ip近似不變。

當C2放電完畢、VDS2下降到零后，ip通過(guò)S2的反并二極管D2續流。如圖2中當VDS2下降到零后立即開(kāi)通S2，實(shí)現零電壓開(kāi)通。
該模態(tài)的時(shí)間為

(3)模態(tài)3[t2～t3] 對應于圖3(c)。開(kāi)關(guān)S2零電壓導通。Vp等于零，所以此時(shí)加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容電壓vcb，原邊電流開(kāi)始減小，原邊電壓極性開(kāi)始改變。副邊兩個(gè)整流二極管DS1和DS2同時(shí)導通，此時(shí)原、副邊繞組電壓均為零，vcb全部加在漏感上。由于漏感較小，阻斷電容較大，可近似認為vcb基本不變，ip基本是線(xiàn)性減小，即：

在t3時(shí)刻，原邊電流下降到零。該模態(tài)時(shí)間為

(4)模態(tài)4[t3~t4] 對應于圖3(d)。原邊電流為ip=0，vp=Vcbp。副邊兩個(gè)整流管同時(shí)導通均分負載電流。
(5)模態(tài)5[t4～t5] 對應于圖3(e)。在t4時(shí)刻關(guān)斷S4，此時(shí)S4中沒(méi)有電流通過(guò)，因此實(shí)現了零電流關(guān)斷。此階段原邊電流仍為ip=0，Vp=Vcbp。副邊也仍維持模態(tài)4的狀態(tài)。
(6)模態(tài)6[t5～t6] 對應于圖3(f)。在t5時(shí)刻開(kāi)通S3，由于漏感的存在，原邊電流不能突變，實(shí)現零電流開(kāi)通。
由于原邊電流不足以提供負載電流，副邊兩個(gè)整流管依舊導通．此時(shí)加在漏感兩端的電壓為一(Vin+Vcbp)，原邊電流從零開(kāi)始反方向線(xiàn)性增加。

在t6時(shí)刻，原邊電流反方向增加到負載電流。該模態(tài)的時(shí)間為

(7)模態(tài)7[t6～t7] 對應于圖3(g)。這一模態(tài)工作情況正好與模態(tài)l相反。S2和S3導通。原邊開(kāi)始提供負載能量，同時(shí)給阻斷電容反向充電，到t7時(shí)刻，其上電壓Vcb(t7)=-Vcb(t1)。輸出整流管DS1自然關(guān)斷，所有負載電流均流過(guò)DS2。T2作為變壓器傳輸能量到輸出，而T1的勵磁電感作為輸出電感。

(8)模態(tài)8[t7～t8] 對應于圖3(h)。這一模態(tài)工作情況正好與模態(tài)2相反。在t7時(shí)刻關(guān)斷S2，原邊電流ip從S2中轉移到C1和C2支路中，以相同的速率給C2充電，同時(shí)C1被放電。由于Lm足夠大，可以認為原邊電流ip近似不變。

在t8時(shí)刻，阻斷電容Cb上的電壓Vcb為

之后，當S1開(kāi)通時(shí)又能實(shí)現零電壓開(kāi)通，繼續另一個(gè)周期。

2 參數分析
從以上的分析，對于電路的各個(gè)主要參數可以進(jìn)行以下分析。
2．1 最大占空比
根據變壓器的伏秒平衡原理，占空比可以表示為

式中：TZCS為實(shí)現滯后橋臂ZCS的時(shí)間，它取決于開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷特性。
2．2 原、副邊電流分析
原邊勵磁電感的電流紋波為

2．3 實(shí)現滯后橋臂ZCS的條件
從上面的分析可知，阻斷電容電壓在t8時(shí)刻達到一Vcbp而[t7~t8]時(shí)段與[t1～t2]時(shí)段類(lèi)似，因此有

從式(31)中可以看出，t23與負載電流無(wú)關(guān)，與占空比D成反比。也就是說(shuō)可以在任意負載與輸入電壓變化范圍內實(shí)現滯后橋臂的零電流開(kāi)關(guān)。
2.4 阻斷電容的選擇
阻斷電容的選擇受到兩個(gè)因素的制約，首先從式(24)和式(31)可知，為了提高Dmax，Cb應當盡量??；其次，為了降低滯后橋臂的電壓應力和反向電壓，Cb應當盡量大。因此要權衡選擇Cb，一般在輸出滿(mǎn)載時(shí)，阻斷電容電壓峰值Vcbp=20％Vin。

3 實(shí)驗結果
應用上面所分析的拓撲結構，實(shí)現了一臺功率為840W的樣機。移相控制電路由芯片UC3875實(shí)現。主要電路參數如表1所示。

圖4和圖5分別為輕載和滿(mǎn)載情況下的原邊電流波形，可以看出滯后橋臂實(shí)現了ZCS。圖6和圖7分別表明超前橋臂在輕載和重載情況下都實(shí)現了ZVS。圖8為副邊整流電路的電流波形。圖9為阻斷電容上的電壓波形。圖10為負載范圍內的效率曲線(xiàn)。

4 結語(yǔ)
本文介紹了一種新型帶雙變壓器結構的ZVZCS移相全橋PWN控制變換器。在輕載和重載的情況下，分別用漏感和勵磁電感儲存能量，實(shí)現了超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS，從而減小了開(kāi)關(guān)損耗．提高了電路工作效率。實(shí)現了一臺840W運用這種拓撲結構的樣機．實(shí)驗結果驗證了其可行性。