開(kāi)關(guān)電源的小信號模型和環(huán)路原理及設計

電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進(jìn)行校正，比較簡(jiǎn)單，容易實(shí)現，可以滿(mǎn)足大多數情況下的性能要求，如圖2所示。

圖2中，當電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時(shí)，Vc波形近似直流電平，并有

D=Vc/Vs （15）

d=Vc'/Vs （16）

式（16）為式（15）的小信號波動(dòng)方程。整個(gè)電路的環(huán)路結構如圖3所示。圖3沒(méi)有考慮輸入電壓的變化，即假設Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動(dòng)；KFB=UREF/Uo，為反饋系數；誤差e為輸出采樣值偏離穩態(tài)點(diǎn)的波動(dòng)值，經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)諧振極點(diǎn)，因此，一般將E/A設計成PI調節器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩態(tài)誤差，一般取為KLC零極點(diǎn)的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開(kāi)環(huán)增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線(xiàn)，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺點(diǎn)：

1）沒(méi)有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制，對瞬變的輸入電壓響應較慢，需要很高的環(huán)路增益；

2）對由L和C產(chǎn)生的二階極點(diǎn)（產(chǎn)生180°的相移）沒(méi)有構成補償，動(dòng)態(tài)響應較慢。

VMC的缺點(diǎn)可用下面將要介紹的CMC方法克服。

3 平均電流模式控制（AverageCMC）

平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內環(huán)兩個(gè)環(huán)路，如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定，電流環(huán)采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號（iLRs）之差進(jìn)行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較，最后即得控制占空比的開(kāi)關(guān)信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個(gè)設計良好的電流誤差放大器，Vc不會(huì )是一個(gè)直流量，當開(kāi)關(guān)導通時(shí)，電感電流上升，會(huì )導致Vc下降；開(kāi)關(guān)關(guān)斷，電感電流下降時(shí)，會(huì )導致Vc上升。電流環(huán)的設計原則是，不能使Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，兩者斜率相等時(shí)就是最優(yōu)。原因是：如果Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，會(huì )導致Vc峰值超過(guò)Vs的峰值，在下個(gè)周波時(shí)Vc和Vs就可能不會(huì )相交，造成次諧波振蕩。

采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設計后，PWM控制器的增益會(huì )隨占空比D的變化而變，如圖5所示。

當D很大時(shí)，較小的Vc會(huì )引起D較大的改變，而D較小時(shí)，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs （17）

不妨設電壓環(huán)帶寬遠低于電流環(huán)，則在分析電流環(huán)時(shí)Vcv為常數。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時(shí)，在開(kāi)關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）

高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項忽略，并化簡(jiǎn)，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）

將式（19）與式（21）相乘，得整個(gè)電流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數為

(RsUinD/sLVs)?(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）