通用型IGBT變頻電源的研制過(guò)程

3. 4 　擎住效應的防護

由上述可知,IGBT 的擎住效應是由器件的特殊結構決定的。應為IGBT 設計良好的周邊電路,抑制擎住的發(fā)生,主要從以下幾方面考慮。

(1) 避免IGBT超過(guò)熱極限

IGBT的擎住電流與溫度有關(guān),參見(jiàn)圖5。散熱器的溫度以不超過(guò)70 ℃為宜。因溫度升高后,NPN 管開(kāi)通的偏置電壓不再是0. 7V ,而是隨溫度的升高而下降;p + 區的橫向電阻RP 隨溫度升高而增大,二者的影響均促使擎住電流下降。

(2) 選擇合理的驅動(dòng)條件

IGBT的動(dòng)靜態(tài)特性與門(mén)極驅動(dòng)條件密切相關(guān)。正反向驅動(dòng)電壓±Uge 、門(mén)極電阻Rg 對IGBT的飽和壓降、開(kāi)關(guān)損耗、短路耐量等都有不同程度影響。經(jīng)驗表明,正向驅動(dòng)以13V ≤Ug ≤15V ,反向驅動(dòng)以- 7V ≤- Uge ≤- 5V 為宜。在開(kāi)關(guān)損耗允許的情況下, Rge 應適當選大。
(3) 利用緩沖電路限制過(guò)壓

IGBT感性關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓一方面可能使IGBT的關(guān)斷軌跡位于安全工作區之外,另一方面使管耗增加,溫度升高對抑制擎住不
利。必須使用緩沖電路消除這種開(kāi)關(guān)浪涌。緩沖電路采用阻止放電型結構,如圖6 所示。各參數按下列關(guān)系選取:

式中　Ls ———引線(xiàn)電感,以1μH/ m計

Io ———IGBT最大脈沖電流值

K ———額定減小系數,非重復時(shí)K= 1 ,重復時(shí)K = 0. 8

Ucep ———集射間的峰值電壓,Ucep = Ud + UFM +Lsd i/ d

Ud ———直流高壓

UFM ———二極管暫態(tài)正向壓降,1200V 級取40～60V

實(shí)測電壓尖峰ΔU = Ucep - Ud 100V ,緩沖效果比較明顯。

(4) 過(guò)流或短路故障時(shí)應使IGBT 緩關(guān)斷

故障情況下, 由于關(guān)斷時(shí)隨著(zhù)MOSFET 溝道的減小, 電流會(huì )流過(guò)Rp ,使Up 升高, IGBT 可能會(huì )進(jìn)入擎住。而簡(jiǎn)單快速地關(guān)斷IGBT ,會(huì )產(chǎn)生
較大的d i/ d t 和d v/ d t ,也可能促使IGBT 進(jìn)入擎住。應該在IGBT耐量允許的前提下,設法緩

(5) 合理選擇器件等級和開(kāi)關(guān)頻率

IGBT功率模塊電流等級參考下式選取:

ic = NPo/ (ηDmaxUdmin) (14)

式中　Po ———額定輸出功率
　　　N ———功率裕量系數
　　　η ———效率
　　Dmax ———最大占空比
　　Udmin ———最低直流高壓

高速型IGBT的優(yōu)選頻率范圍是10～15kHz(硬開(kāi)關(guān)) 。開(kāi)關(guān)頻率太高,管耗大,溫升高,可靠性下降。以單相4kW的靜止變頻電源為例,
選用富士2MBI50L - 120 功率模塊。頻率調制比mf = 33 ,載波頻率f = 400 ×33 = 13. 2kHz。經(jīng)主電路倍頻以后,逆變橋輸出的SPWM 脈沖波的頻率為26. 4kHz ,其頻譜見(jiàn)圖2。

4 　控制、驅動(dòng)及保護電路

由EPROM和D/ A 構成調制波產(chǎn)生電路是目前較好的辦法。將參考正弦按規則采樣法離線(xiàn)算好后存于EPROM 中,若為三相電源,參
考正弦三相互差120°,使用一片最小容量的普通型EPROM即可?；倦娐啡鐖D7 所示。

　　　　　

因為三角波載波的斜邊是與參考正弦在臺階處相交,比較器不存在抖動(dòng)問(wèn)題,不需附加任何措施,穩定可靠。

5 　主要技術(shù)指標

單相4kW變頻電源:

輸入　　　　50Hz ,380V , ±10 %

輸出　　　　單相115V/ 230V , ±10 %可調

電壓調整率　 1 %

輸出波形　　正弦波,THD 3 % ,單次諧波 2 %

頻率　　　　400Hz , ±30Hz 可調

過(guò)載能力　　120 % ,10 分鐘

效率　　　　> 80 %

6 　結　論

單相4kW 變頻電源在兩種雷達上試用成功。在此基礎上,已派生出各種規格的電源。實(shí)現了實(shí)用化和系列化。已廣泛用于部隊、院
校、民航、科研單位等,用戶(hù)反映良好。