高精度熱插拔和電源監控

這些電路常用于需要在整個(gè)工作壽命中保持完全正常工作狀態(tài)的系統，例如，服務(wù)器、網(wǎng)絡(luò )交換機、獨立磁盤(pán)冗余陣列(RAID)存儲器和其他形式的通信基礎設施，這些系統稱(chēng)為高可用性系統。如果某個(gè)組件發(fā)生故障，則需要將其從系統中移除，并換上功能完全正常的組件，所有這些操作都需要在電源保持接通并且系統繼續工作的條件下完成，這一過(guò)程稱(chēng)為“熱插拔”。

為了安全地執行上述操作，需要利用熱插拔控制器來(lái)控制浪涌電流，并且防止為其他系統供電的背板電源斷電。在正常工作期間，控制器也能防范短路和其他過(guò)流故障。ADI公司最新系列熱插拔控制器還集成了高精度數字電源監控器，支持高精度系統功率計量（見(jiàn)圖1）。

圖1 許多高功率系統需要使用熱插拔器件，以便安全地控制上電時(shí)的浪涌電流并提供故障保護

隨著(zhù)這些系統的電源要求越來(lái)越高，效率變得更加重要，以前那種容忍寬松、插入功率損耗嚴重的設計越來(lái)越行不通。ADM1275不僅提供高精度電源監控以報告系統功率，而且具有許多專(zhuān)門(mén)設計的特性，用以降低與熱插拔相關(guān)的典型損耗，如檢測電阻和MOSFET的插入損耗等。

下面我們將討論一個(gè)典型高電流刀片服務(wù)器熱插拔設計的設計過(guò)程，包括器件選型考慮。

系統規格
本例假設如下條件：
● 控制器采用ADM1275
● VIN=12V（標稱(chēng)值）
● VMAX=12.6V
● ITRIP=70A
● CLOAD=5000mF
● TMAX=65℃
● RPOWERUP=10Ω（系統上電期間的靜態(tài)負載電阻）
為了簡(jiǎn)便起見(jiàn)，計算中未考慮許多器件容差。當針對最差條件進(jìn)行設計時(shí)，應考慮這些容差。

檢測電阻選擇
檢測電阻的選擇主要基于所需的斷路器動(dòng)作電流。然而，ADM1275也包括一個(gè)可調的限流閾值，允許將限流精調到有限的標準檢測電阻值所提供的限值以上。檢測電壓可以在5～25mV范圍內編程，如此低的檢測電壓和編程的靈活性使檢測電阻的功率損耗得以降低，尺寸得以減小。

斷路器定時(shí)器（電流故障尖峰濾波器）開(kāi)始點(diǎn)通常比調節點(diǎn)低0.8mV，這意味著(zhù)若要設置70A(19.2mV)的跳變點(diǎn)，需要將調節點(diǎn)設置為約73A (20mV)。

這不是一個(gè)常用值，考慮最接近的值0.25mΩ，用2個(gè)0.5mΩ電阻并聯(lián)得到。根據上面的等式反求所需的檢測電壓：VSENSE=RSENSE×ITRIP=0.25 mΩ×73≈18.25mV。ISET引腳可以利用一個(gè)分壓器從VCAP基準電壓獲得所需的電壓（見(jiàn)圖2）。

圖2

VISET=VSENSE×50=18.3mV×50=0.915V
使用2.7V的VCAP基準電壓，假設R1=100kΩ，由此可知底部電阻為51.1kΩ。給定的ISET電壓能夠提供大約70A的斷路器跳變點(diǎn)和73A的調節電流設定點(diǎn)。假設最差情況直流電流可能高達75A（包括允許的誤差），則各電阻的最大直流電流約為42A，包括大約10%的余量以應對電流不平衡情況。因此，功率可以計算為：PRSENSE=ITRIP2×RSENSE=(42A)2×0.0005Ω=0.882W。每個(gè)檢測電阻應能消耗1 W以上的功率（包括降溫因素），推薦使用2W或3W電阻以降低工作溫度。應使用一系列10Ω電阻對所有這些節點(diǎn)求平均值，并將結果送至控制器。

本部分關(guān)鍵元件選擇小結：
RISET(TOP)=100kΩ
RISET(BOT)=51.1kΩ
RSENSEx=0.5mΩ×2(2/3W)
RAVGx=10Ω×4

MOSFET選擇
選擇適當的MOSFET的首要條件是導通電阻RDSON規格，目的是確保MOSFET在正常工作中獲得全面增強時(shí)，MOSFET中的功率損耗最小。

ADM1275提供高壓柵極驅動(dòng)，確保實(shí)現最低10V的VGS，從而維持最低的額定RDSON。柵極驅動(dòng)電路在實(shí)現上述特性的同時(shí)，仍能確保在故障狀況下不違背最高20V的VGS要求。

當MOSFET的溫度提高時(shí)，其功率額定值會(huì )降低，這稱(chēng)為“減額”。RDSON規格決定MOSFET的最高結溫，因而也決定了可以應用于SOA參數的減額。此外，MOSFET在高溫下工作可能會(huì )降低其可靠性。

我們首先估算所需的RDSON。如前所述，最差情況下的最大直流電流為75A，然后使用第一部分規定的最大環(huán)境溫度，我們可以估算MOSFET的功率損耗。

首先做出幾項假設：
● RthJA=40C/W（最大值）
● TjMAX=120℃
（這是最高首選結溫，與任何芯片限制都相去甚遠）
計算結溫升高，然后計算單個(gè)FET的功率，接著(zhù)計算總RDSON，對于單個(gè)FET，此數值太小，因此嘗試讓3個(gè)FET并聯(lián)，減去10%以便為布局不對稱(chēng)引起的不平衡情況提供一些余量，再考慮1.4的系數以便支持一定的減額。
把這當作目標RDSON，據此查找合適的候選元件。查找范圍可以縮小為具有以下特性的FET：
● VDS=25/30V（20V是可能的選項，但不是首選）
● VGS=20V
● RDSON≤1.4mΩ
選定合適的MOSFET后，應利用MOSFET數據手冊中RDSON與TJ的關(guān)系圖確定RDSON的減額量。

使用120℃的TjMAX，從圖3可以看出：在120℃時(shí)，RDSON提高約1.52倍，達到大約1.824mΩ（假設25℃時(shí)為1.2mΩ）。一般而言，最好使結溫低于120℃，以提高可靠性。假設MOSFET的最大RDSON為1.83mΩ，則各FET的功率為1.39W。

圖3

這是由MOSFET在環(huán)境溫度下的熱阻決定的，數據手冊中會(huì )給出這一參數。尺寸、氣流、鄰近的熱源和附加的銅也會(huì )對此值有影響，必須謹慎小心確保額定條件得到滿(mǎn)足。對于本設計，MOSFET的預期功耗約為1.39W，最差情況下，溫度升高為環(huán)境溫度增加55.6℃以上。因此，FET的結溫可以通過(guò)下式確定：TJ=TA+T
該溫度低于選定的最大值120℃，因此應當能夠避免熱失控的風(fēng)險。并聯(lián)使用多個(gè)MOSFET時(shí)，各MOSFET的柵極應串聯(lián)一個(gè)10Ω電阻，防止發(fā)生寄生振蕩。
本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結：
QX=選定的1.2mΩ MOSFET
RthJA=40k/W
RGATE=10Ω(x3)

功率減額因數
確認最高結溫后，現在我們就可以確定最大減額因數。此因數將用于所有SOA參數的減額，以便確認該解決方案在整個(gè)溫度范圍內穩定可靠。
減額因數可以通過(guò)下式計算：

本部分關(guān)鍵指標/元件選擇小結：
DF=2.5

折返
ADM1275利用折返技術(shù)來(lái)保護MOSFET免受過(guò)流故障或短路影響。輸出電壓通過(guò)FLB引腳上的分壓器監控，限流值基于MOSFET的VDS進(jìn)行調整。圖4所示為這種關(guān)系的一個(gè)示例。