電源設計指南：拓撲結構（二）

所謂多重化技術(shù)就是每相由幾個(gè)低壓PWM功率單元串聯(lián)組成，各功率單元由一個(gè)多繞組的隔離變壓器供電，用高速微處理器實(shí)現控制和以光導纖維隔離驅動(dòng)。多重化技術(shù)從根本上解決了一般6脈沖和12脈沖變頻器所產(chǎn)生的諧波問(wèn)題，可實(shí)現完美無(wú)諧波變頻。圖2為6kV變頻器的主電路拓撲圖，每組由5個(gè)額定電壓為690V的功率單元串聯(lián)，因此相電壓為690V×5=3450V，所對應的線(xiàn)電壓為6000V。每個(gè)功率單元由輸入隔離變壓器的15個(gè)二次繞組分別供電，15個(gè)二次繞組分成5組，每組之間存在一個(gè)12°的相位差。圖3中以中間△接法為參考(0°)，上下方各有兩套分別超前（＋12°、＋24°）和滯后（－12°、－24°）的4組繞組。所需相差角度可通過(guò)變壓器的不同聯(lián)接組別來(lái)實(shí)現。

圖3中的每個(gè)功率單元都是由低壓絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）構成的三相輸入，單相輸出的低壓PWM電壓型逆變器。功率單元電路見(jiàn)圖4。每個(gè)功率單元輸出電壓為1、0、－1三種狀態(tài)電平，每相5個(gè)單元疊加，就可產(chǎn)生11種不同的電平等級，分別為±5、±4、±3、±2、±1和0。圖5為一相合成的正波輸出電壓波形。用這種多重化技術(shù)構成的高壓變頻器，也稱(chēng)為單元串聯(lián)多電平PWM電壓型變頻器，采用功率單元串聯(lián)，而不是用傳統的器件串聯(lián)來(lái)實(shí)現高壓輸出，所以不存在器件均壓的問(wèn)題。每個(gè)功率單元承受全部的輸出電流，但僅承受1/5的輸出相電壓和1/15的輸出功率。變頻器由于采用多重化PWM技術(shù)，由5對依次相移12°的三角載波對基波電壓進(jìn)行調制。對A相基波調制所得的5個(gè)信號，分別控制A1～A5五個(gè)功率單元，經(jīng)疊加可得圖5所示的具有11級階梯電平的相電壓波形，線(xiàn)電壓波型具有21階梯電平，它相當于30脈波變頻，理論上19次以下的諧波都可以抵消，總的電壓和電流失真率可分別低于1.2％和0.8％，堪稱(chēng)完美無(wú)諧波變頻器。它的輸入功

圖4功率單元電路

圖5五功率單元串聯(lián)輸出電壓波形

中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較#e#

中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較

圖6ACS1000變頻器主電路拓撲結構圖

率因數可達0.95以上，不必設置輸入濾波器和功率因數補償裝置。變頻器同一相的功率單元輸出相同的基波電壓，串聯(lián)各單元之間的載波錯開(kāi)一定的相位，每個(gè)功率單元的IGBT開(kāi)關(guān)頻率若為600Hz，則當5個(gè)功率單元串聯(lián)時(shí)，等效的輸出相電壓開(kāi)關(guān)頻率為6kHz。功率單元采用低的開(kāi)關(guān)頻率可以降低開(kāi)關(guān)損耗，而高的等效輸出開(kāi)關(guān)頻率和多電平可以大大改善輸出波形。波形的改善除減小輸出諧波外，還可以降低噪聲、dv/dt值和電機的轉矩脈動(dòng)。所以這種變頻器對電機無(wú)特殊要求，可用于普遍籠型電機，且不必降額使用，對輸出電纜長(cháng)度也無(wú)特殊限制。由于功率單元有足夠的濾波電容，變頻器可承受－30％電源電壓下降和5個(gè)周期的電源喪失。這種主電路拓撲結構雖然使器件數量增加，但由于IGBT驅動(dòng)功率很低，且不必采用均壓電路、吸收電路和輸出濾波器，可使變頻器的效率高達96％以上。

單元串聯(lián)多重化變頻器的優(yōu)點(diǎn)是：

1）由于采用功率單元串聯(lián)，可采用技術(shù)成熟，價(jià)格低廉的低壓IGBT組成逆變單元，通過(guò)串聯(lián)單元的個(gè)數適應不同的輸出電壓要求；

2）完美的輸入輸出波形，使其能適應任何場(chǎng)合及電機使用；

3）由于多功率單元具有相同的結構及參數，便于將功率單元做成模塊化，實(shí)現冗余設計，即使在個(gè)別單元故障時(shí)也可通過(guò)單元旁路功能將該單元短路，系統仍能正?；蚪殿~運行。

其缺點(diǎn)是：

1）使用的功率單元及功率器件數量太多，6kV系統要使用150只功率器件（90只二極管，60只IGBT），裝置的體積太大，重量大，安裝位置成問(wèn)題；

2）無(wú)法實(shí)現能量回饋及四象限運行，且無(wú)法實(shí)現制動(dòng)；

3）當電網(wǎng)電壓和電機電壓不同時(shí)無(wú)法實(shí)現旁路切換控制。

用功率單元串聯(lián)構成高壓變頻器的另一種改進(jìn)方案是采用高壓IGBT器件，以減少串聯(lián)的功率單元數。例如，用3300V耐壓的IGBT器件，用兩個(gè)功率單元串聯(lián)的變頻器可輸出4.16kV中壓；若要6kV輸出，只要三個(gè)單元串聯(lián)。功率單元和器件數量的減少，使損耗和故障也減少了，有利于提高裝置的效率和可靠性，縮小裝置體積。但由于電平級數的減少，輸出諧波增加，為獲得優(yōu)良的輸出波形，必須加輸出濾波器。另外由于高壓IGBT比普通低壓IGBT要貴得多，所以雖然功率器件減少了，但成本不一定下降。

4中性點(diǎn)鉗位三電平PWM變頻器

在PWM電壓源型變頻器中，當輸出電壓較高時(shí)，為了避免器件串聯(lián)引起的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)均壓?jiǎn)?wèn)題，同時(shí)降低輸出諧波及dv/dt的影響，逆變器部分可以采用中性點(diǎn)鉗位的三電平方式（Neutralpointclamped：NPC）。逆變器的功率器件可采用高壓IGBT或IGCT。ABB公司生產(chǎn)的ACS1000系列變頻器為采用新型功率器件——集成門(mén)極換流晶閘管（IGCT）的三電平變頻器，輸出電壓等級有2.2kV、3.3kV和4.16kV。圖6所示為ACS100012脈沖整流三電平電壓源變頻器的主電路拓撲結構圖。西門(mén)子公司采用高壓IGBT器件，生產(chǎn)了與此類(lèi)似的變頻器SIMOVERTMV系列。

整流部分采用12脈波二極管整流器，逆變部分采用三電平PWM逆變器。由圖6可以看出，該系列變頻器采用傳統的電壓型變頻器結構，通過(guò)采用高耐壓的IGCT功率器件，使得器件總數減少為12個(gè)。隨著(zhù)器件數量的減少，成本降低，電路結構簡(jiǎn)潔，從而使體積縮小，可靠性更高。

由于變頻器的整流部分是非線(xiàn)性的，產(chǎn)生的高次諧波將對電網(wǎng)造成污染。為此，圖6所示的ACS1000系列變頻器的12脈波整流接線(xiàn)圖中，將兩組三相橋式整流電路用整流變壓器聯(lián)系起來(lái)，其初級繞組接成三角形，其次級繞組則一組接成三角形，另一組接成星形，整流變壓器兩個(gè)次級繞組的線(xiàn)電壓相同，但相位則相差30°角，這樣5次、7次諧波在變壓器的初級將會(huì )有180°的相移，因而能夠互相抵消，同樣的17、19次諧波也會(huì )互相抵消。這樣經(jīng)過(guò)2個(gè)整流橋的串聯(lián)疊加后，即可得到12脈波的整流輸出波形，比6脈波更平滑，并且每個(gè)整流橋的二級管耐壓可降低一半。采用12相整流電路減少了特征諧波含量，由于

圖7三電平PWM變頻器輸出線(xiàn)電壓波形圖

圖8四電平逆變器結構圖

特征諧波次數N=KP±1（P為整流相數、K為自然數）。所以網(wǎng)側特征諧波只有11、13、23、25次等。如果采用24脈波整流電路，網(wǎng)側諧波將更進(jìn)一步被抑制。兩種方案均可使輸入功率因數在全功率范圍內保證在0.95以上，不需要功率因數補償電容器。

變頻器的逆變部分采用傳統的三電平方式，所以輸出波形中會(huì )不可避免地產(chǎn)生比較大的諧波分量（THD達12.8％），這是三電平逆變方式所固有的，其線(xiàn)電壓波形見(jiàn)圖7。因此在變頻器的輸出側必須配置輸出LC濾波器才能用于普通的鼠籠型電機。經(jīng)過(guò)LC濾波器后，可使其THD1％。同樣由于諧波的原因，電動(dòng)機的功率因數和效率都會(huì )受到一定的影響，只有在額定工況點(diǎn)才能達到最佳的工作狀態(tài)，隨著(zhù)轉速的下降，功率因數和效率都會(huì )相應降低。

三電平逆變器的結構簡(jiǎn)單，體積小，成本低，使用功率器件數量最少（12只），避免了器件的串聯(lián)，提高了裝置的可靠性指標。根據目前IGCT及高壓IGBT的耐壓水平，三電平逆變器的最高輸出電壓等級為4.16kV，當輸出電壓要求6kV時(shí)，采用12個(gè)功率器件已不能滿(mǎn)足要求，必須采用器件串聯(lián)，除了增加成本外，必然會(huì )帶來(lái)均壓?jiǎn)?wèn)題，失去了三電平結構的優(yōu)勢，并且會(huì )大大影響系統的可靠性。若將來(lái)采用9kV耐壓的IGCT，則三電平變頻器可直接輸出6kV，但是諧波及dv/dt也相應增加，必須加強濾波功能以滿(mǎn)足THD指標?；蛘卟捎孟旅嬉v到的四電平逆變器。在9kV耐壓的器件出現之前，對于6kV高壓電機，可采用Y/△改接的辦法，將Y型接法的6kV電機改為△接法，線(xiàn)電壓為3.47kV，采用3.3kV或4.16kV輸出的變頻器即能滿(mǎn)足要求，同時(shí)也滿(mǎn)足了IGCT電壓型變頻器對電機的絕緣等級提高一級的要求，因此這個(gè)方案可能是最經(jīng)濟合理的。但在進(jìn)行Y/△改接后，電機電壓與電網(wǎng)電壓不一致，無(wú)法實(shí)現旁路功能，當變頻器出現故障時(shí)，又要保證生產(chǎn)的正常進(jìn)行，必須首先將電機改回Y型接法，再投入6kV電網(wǎng)。為此，電機的Y/△改接應通過(guò)Y/△切換柜實(shí)現，以便實(shí)現旁路功能。而ACS1000系列本身的旁路切換是在電機電壓與電網(wǎng)電壓一致時(shí)完成的。若采用有源輸入前端，則可實(shí)現能量回饋及四象限運行，但三電平結構不易實(shí)現冗余設計。

5多電平高壓變頻器

隨著(zhù)現代拓撲技術(shù)的發(fā)展，多電平高壓變頻調速技術(shù)得到了實(shí)際的應用。這種高壓變頻器的代表是法國阿爾斯通（ALSTOM）公司生產(chǎn)的ALSPAVDM6000系列高壓變頻器，其逆變器結構如圖8所示。

由圖8可見(jiàn)，功率器件不是簡(jiǎn)單地串聯(lián)，而是結構上的串聯(lián)，通過(guò)電容鉗位，保證了電壓的安全分配。其主要特點(diǎn)是：

1）通過(guò)整體單元裝置的串并聯(lián)拓撲結構以滿(mǎn)足不同的電壓等級（如3.3kV、4.16kV、6.6kV、10kV）的需要。

2）這種結構可使系統普遍采用直流母線(xiàn)方案，以實(shí)現在多臺高壓變頻器之間能量互相交換。

3）這種結構沒(méi)有傳統結構中的各級功率器件上的眾多分壓分流裝置，消除了系統的可靠性低的因素，從而使系統結構非常簡(jiǎn)單，可靠，易于維護。

4）輸出波形非常接近正弦波，可適用于普通感應電機和同步電機調速，而無(wú)需降低容量，沒(méi)有dv/dt對電機絕緣等的影響，電機沒(méi)有額外的溫升，是一種技術(shù)先進(jìn)的高壓變頻器。輸出電壓和電機電流波形如圖9所示。

5）ALSPAVDM6000系列高壓變頻器可根據電網(wǎng)對諧波的不同要求采用12脈波，18脈波的二極管整流或晶閘管整流；若要將電能反饋回電網(wǎng)，可用晶閘管整流橋；若要求控制電網(wǎng)的諧波、功率因數，及實(shí)現四象限運行，可選擇有源前端。6多電平＋多重化變頻器

日本富士公司采用高壓IGBT開(kāi)發(fā)的中壓變頻器FRENIC4600FM4系列，它匯集了多電平和多重化變

中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較

(b)電機電流

(a)輸出電壓

圖9ALSPAVDM6000輸出電壓電流波形

頻器的許多優(yōu)點(diǎn)，它以多個(gè)中壓三電平PWM逆變器功率單元多重化串聯(lián)的方式實(shí)現直接高壓輸出，因此構成了一個(gè)雙完美無(wú)諧波系統：對電網(wǎng)為多重疊加整流，諧波符合IEEE519?1992的要求；對電動(dòng)機為完美無(wú)諧波正弦波輸出，可以直接驅動(dòng)任何品牌的交流鼠籠型電動(dòng)機。

該型變頻器由于采用了高壓整流二極管和高壓IGBT，因此系統主電路使用的器件大為減少，可靠性提高，損耗降低，體積縮小。變頻器的綜合效率可達98％，功率因數高達0.95，不需要加設進(jìn)相電容器或交直流電抗器，也不需要輸出濾波器，使系統結構大為簡(jiǎn)化。圖10所示為FRENIC4600FM4的主電路及功率單元結構圖。

但是仔細分析，該型變頻器的性能價(jià)格優(yōu)勢并不大，與其同時(shí)采用多電平和多重化兩種技術(shù)，還不如采用前面提到的高壓IGBT的多重化變頻器，反而顯得有些不倫不類(lèi)。因為，用三電平技術(shù)構成單相逆變功率單元，在器件數量上并不占優(yōu)勢，要比同樣電壓和功率等級的三電平三相逆變器足足多用一倍的器件，同樣比普通單相逆變功率單元也正好多出一倍的器件。例如：用3300V耐壓的IGBT器件，采用單元串聯(lián)多重化電路6kV系統每相需三個(gè)單元串聯(lián)，總共9個(gè)單元，共需54只整流二極管，36只IGBT；而采用三電平功率單元，每相需兩個(gè)單元串聯(lián)，總共6個(gè)單元，共需72只整流二極管，48只IGBT，足足多用了1/3的器件并且使功率單元的冗余成本增加了一倍，降低了多重化變頻器冗余性能好的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)增加了裝置的成本。所以該型變頻器實(shí)際上并不可取。