基于載波移相的級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器研究

摘要：隨著(zhù)新能源技術(shù)的發(fā)展，高性能的并網(wǎng)逆變器已成為研究熱點(diǎn)。分析了H橋級聯(lián)逆變器的拓撲結構及載波移相技術(shù)的原理，提出一種基于DSP+CPLD實(shí)現載波移相的方法，將該方法應用于H橋級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器系統中，并通過(guò)仿真和實(shí)驗證明了該方法的可行性，以及系統具有并網(wǎng)電流諧波含量低，開(kāi)關(guān)器件等效開(kāi)關(guān)頻率高，低壓開(kāi)關(guān)器件實(shí)現高壓輸出的優(yōu)點(diǎn)。
關(guān)鍵詞：逆變器；載波移相；并網(wǎng)

1 引言
隨著(zhù)人們對新能源發(fā)電的重視，并網(wǎng)逆變器的研究備受關(guān)注。傳統的全橋逆變器應用于高壓大功率場(chǎng)合時(shí)，常采用功率器件串并聯(lián)的方式來(lái)實(shí)現高壓大電流輸出，但該方法要求串并聯(lián)的功率器件同時(shí)關(guān)斷和開(kāi)通，在實(shí)際設計時(shí)較難實(shí)現。也可采用低壓小功率逆變器通過(guò)多重化技術(shù)和升壓變壓器實(shí)現高壓大功率輸出，但這樣會(huì )導致系統體積大，成本高，可靠性下降，能量傳輸效率下降。采用級聯(lián)多電平技術(shù)能使低壓功率器件應用于高壓大功率場(chǎng)合，輸出電壓足夠高，無(wú)需升壓變壓器而直接實(shí)現高壓大功率輸出。在此將載波移相技術(shù)應用于H橋級聯(lián)多電平拓撲結構，與傳統的PWM控制策略相比，能在較低的開(kāi)關(guān)頻率下實(shí)現高的等效開(kāi)關(guān)頻率，具有諧波特性較好和開(kāi)關(guān)損耗低的特點(diǎn)，特別適用于多電平大功率場(chǎng)合，具有較廣闊的應用前景。
設計中選用的DSP(TMS320F2812)的獨立定時(shí)器個(gè)數不能滿(mǎn)足要求，因此采用DSP和CPLD相結合的方式，產(chǎn)生12路PWM控制信號，實(shí)現單相7電平輸出；整個(gè)系統采用電流閉環(huán)PI控制，并用實(shí)驗驗證了該系統的可行性。

2 工作原理
整個(gè)系統樣機的主電路拓撲結構如圖1所示，主電路由3個(gè)H橋級聯(lián)而成。

2．1 主電路拓撲及控制策略
圖2示出并網(wǎng)逆變器的主電路拓撲。各H橋單元均采用相同電壓的直流電壓源、較低開(kāi)關(guān)頻率的SPWM策略、相同的調制信號、相同的載波比和調制比；不同的是每個(gè)H橋單元的載波依次錯開(kāi)一定的角度，因此，逆變器輸出的是一個(gè)階梯波，更接近于正弦波，能有效消除輸出諧波。

設單相逆變器系統主電路由N個(gè)H橋單元組成，采用雙極性三角載波移相SPWM控制策略，則一個(gè)H橋的輸出電壓表達式為：

由式(1)和式(2)可知，uo的最大諧波集中在2N倍的載波頻率附近，輸出電壓提高N倍，等效開(kāi)關(guān)頻率提高2N倍。
圖3以3個(gè)H橋級聯(lián)為例，一個(gè)H橋單元左右橋臂的三角載波信號相差π，則每個(gè)H橋比前一個(gè)H橋的三角載波信號滯后π／N。 圖3中載波信號1～6分別與圖2中的H1左橋臂、H2左橋臂、H3左橋臂、H1右橋臂、H2右橋臂、H3右橋臂相對應。以H1為例分析，在t0～t1時(shí)段內，VT12和VT14導通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t1～t2時(shí)段內，VT11和VT14導通，H1輸出為E；在t2～t3時(shí)段內，VT11和VT13導通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t3～t4時(shí)段內，VT12和VT14導通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t4～t5時(shí)段內，VT12和VT13導通，H1輸出為-E；在t5～t6時(shí)段內，VT11和VT13導通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；因此H1輸出為E，0，-E3種狀態(tài)。同樣H2和H3輸出亦為E，0，-E 3種狀態(tài)。Ho是H1，H2和H3輸出之和，即有圖3所示的3E，2E，E，0，-E，-2E，-3E 7種電平狀態(tài)。

2．2 DSP+CPLD實(shí)現載波移相
3個(gè)H橋級聯(lián)需要6個(gè)相位依次相差π／3的三角載波，而TMS320F2812上只有4個(gè)獨立的定時(shí)計數器，不能實(shí)現輸出6列載波信號。因此需要
采用DSP+CPLD相結合的方法來(lái)實(shí)現。如圖4所示，定時(shí)計數比較器由6個(gè)計數器和6個(gè)比較器組成，計數器由時(shí)鐘分頻器提供時(shí)鐘信號，6個(gè)計數器進(jìn)行雙向增減模式計數，分別產(chǎn)生在時(shí)間上錯開(kāi)T／6(T為計數器的周期)的6列三角載波信號，如圖3中載波信號1～6所示。

DSP輸出的脈寬比較值數據先由數據鎖存器進(jìn)行鎖存，數據送到定時(shí)計數比較器中進(jìn)行死區處理，之后6個(gè)比較器將計數器的值與脈寬比較值進(jìn)行實(shí)時(shí)比較，輸出12路PWM波形。每個(gè)計數器在達到計數周期值時(shí)均會(huì )產(chǎn)生中斷信號，該中斷信號通過(guò)一定時(shí)間的延時(shí)可直接送到DSP
的捕獲口，而保護信號與CPLD實(shí)時(shí)通信，無(wú)延時(shí)，實(shí)現DSP與CPLD協(xié)同工作。由于載波移相調制方法各個(gè)載波依次錯開(kāi)T／6時(shí)間，故該6個(gè)中斷信號不會(huì )有時(shí)間上的重疊，因而不會(huì )造成中斷信號沖突。DSP響應外部中斷后進(jìn)入中斷子程序進(jìn)行A／D采樣和相應的脈寬比較值計算，再將這些數據送到CPLD。如此循環(huán)，實(shí)現12路帶死區的PWM控制信號的輸出。
2．3 并網(wǎng)電流控制策略
并網(wǎng)逆變器選擇電流閉環(huán)控制，只需要控制逆變器，使其輸出的電流跟蹤電網(wǎng)電壓相位就能實(shí)現并網(wǎng)運行，因此控制系統的結構和算法實(shí)現相對簡(jiǎn)單，控制系統穩定性好。電流環(huán)的數學(xué)模型如圖5所示。

由圖5可得系統的開(kāi)環(huán)傳遞函數為：

式中：Udc為直流側電壓；Ip為交流側電流的峰值；ω為交流電流的角頻率；△Im為諧波電流脈動(dòng)最大允許值；Up為電網(wǎng)電壓的峰值。

3 仿真與實(shí)驗結果
在Matlab的Simulink環(huán)境下進(jìn)行仿真，參數設置為：直流側電壓450 V，并網(wǎng)電流峰值5 A，頻率50 Hz，采樣頻率7．5 kHz，濾波電感7．5 mH，對級聯(lián)7電平并網(wǎng)進(jìn)行仿真。
由仿真可知，級聯(lián)7電平并網(wǎng)輸出電壓和電流波形更加接近于正弦波，THD分別為20．93％和1．1％；逆變器輸出電壓最大諧波集中在45 kHz附近，與理論分析相符合。
在理論分析和仿真基礎上，建立了單相級聯(lián)7電平并網(wǎng)逆變器實(shí)驗系統，系統由主電路、電流電壓檢測電路、DSP控制單元、基于CPLD的12路PWM發(fā)生單元、驅動(dòng)保護電路和并網(wǎng)電感等組成；主電路采用3個(gè)H橋組成單相級聯(lián)并網(wǎng)逆變器，可實(shí)現7電平輸出。實(shí)驗參數：電網(wǎng)相電壓220 V，頻率50 Hz；每個(gè)H橋單元直流側電壓150 V，濾波電感7．5 mH，開(kāi)關(guān)頻率7．5 kHz，PI調節器參數為Kp=0．09，KI=0．14。

圖6a為穩態(tài)工作時(shí)逆變器輸出7電平電壓波形；圖6b表明系統具有較好的穩態(tài)性能；當并網(wǎng)電流(峰值)由2．5 A到5 A突變時(shí)，系統的動(dòng)態(tài)響應波形如圖6c所示；電流的響應速度快，無(wú)沖擊電流，證明該系統具有較好的動(dòng)態(tài)響應性能。

4 結論
仿真和實(shí)驗結果表明，將載波移相技術(shù)應用于級聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器，能實(shí)現在較低的器件開(kāi)關(guān)頻率下輸出電流電壓的諧波含量低，系統暫穩態(tài)性能良好，等效開(kāi)關(guān)頻率高，降低了開(kāi)關(guān)損耗，因此這種并網(wǎng)逆變器在高壓大功率逆變器領(lǐng)域具有較好的應用前景。