集成開(kāi)關(guān)器的反激式電源的低損耗方案設計

1）序言

文章介紹如何設計電路，減低采用IRIS40xx系列集成開(kāi)關(guān)器的反激式電源中的空載和待機狀態(tài)損耗。要達到此目的，可以利用一個(gè)根據負載情況轉換IRIS器件的工作模式的電路。準諧振模式(Quasi-resonant mode, QR)用在重載情況下，脈沖比率控制模式(Pulse raTIo control mode, PRC)用在輕載和空載情況下。在輕載和空載情況下切換到PRC模式，電路將工作在15-20kHz頻率范圍，這樣空載損耗將從典型的2.5W(230VAC輸入)降低到大約0.8W。在空載情況下，準諧振模式會(huì )使電路在300-350kHz的頻率下工作，這樣將導致較高的開(kāi)關(guān)損耗。

　　2) 待機電路工作過(guò)程

　　圖1中的電路是一個(gè)采用IRIS40xx集成開(kāi)關(guān)器件的典型單輸出反激式電源。該電路與其它應用指南中的不同，它附加了一個(gè)在空載和待機情況下可降低運行功耗的電路。附加電路包括Q1/R12/R13/C11/D8，這五種器件組成一個(gè)切換電路，控制從輔助繞組B流向IRIS40xx反饋端的準諧振反饋信號的通過(guò)或切斷。

　　圖1)備有待機電路的典型電源電路設計

　　這個(gè)待機電路的工作過(guò)程相當簡(jiǎn)單，這里將作解釋。D3/R5/C4/D4構成一個(gè)延時(shí)電路，它將從輔助繞組來(lái)的準諧振信息反饋到反饋管腳，使IRIS40xx可以探測到所有能量已經(jīng)從一次側傳到了二次側，以及漏極電壓降到了最低點(diǎn)進(jìn)行軟開(kāi)關(guān)。Q1被安排在這個(gè)路徑上作一個(gè)開(kāi)關(guān)，用來(lái)使該反饋信號有效或無(wú)效，有效地將IRIS40xx的工作模式從準諧振模式(反饋有效時(shí))轉變到低頻的脈沖比率控制模式(反饋無(wú)效時(shí))。

　　該電路通過(guò)監測輔助繞組的電壓來(lái)決定兩種模式之間的切換時(shí)刻。在正常負載下，輔助繞組電壓較高，模式切換電路設置在適當水平，使得Q1在這種條件下開(kāi)通，QR反饋信號/延時(shí)電路有效。當電路降到空載或輕載條件下時(shí)，輔助繞組電壓降到設定水平以下，使反饋/延時(shí)電路無(wú)效。

　　R12/R13/D8組成分壓器，用來(lái)設定待機模式切換電路的切換電壓水平。這個(gè)切換電壓水平由R13和D8上的壓降決定。當輔助繞組的電壓足夠高，電流會(huì )流過(guò)D3/R12/R13和D8。這令到R12的電壓下降，跟著(zhù)PNP管Q1的射基極之間的電壓也下降。當此電壓超過(guò)0.6V，電流即注入Q1的射基結，Q1便會(huì )開(kāi)通。假如輔助繞組上的電壓較低，使得很少或者沒(méi)有電流通過(guò)R12，令R12上的壓降(跟著(zhù)是Q1的射基極間的壓降)低于0.6V，Q1的射基結便沒(méi)有足夠的正向偏置，所以Q1不能開(kāi)通，使反饋延時(shí)信號無(wú)效。

　　3)設計步驟

　　讓我們用一個(gè)例子來(lái)說(shuō)明怎樣設計和實(shí)現這部分電路，我們假定其余的電路已根據其他的設計指南設定好了。

　　首先，讓我們拿一個(gè)例子，正常設計的Vcc為17V。如果輔助繞組上的整流管用的是諸如1n4148之類(lèi)的器件，則輔助繞組電壓應設計為18V。

　　這樣，在正常負載條件下，X點(diǎn)于能量傳送周期時(shí)的電壓為18V?，F在我們想在X點(diǎn)選定一個(gè)電壓值用來(lái)切換工作模式。這顯然是低于18V的，因此我們應該挑選比預期的偏置電壓要低幾伏的電壓值，以保證能在輕載時(shí)進(jìn)行切換，但也能在滿(mǎn)載條件下啟動(dòng)進(jìn)入QR模式。讓我們選15V(由于來(lái)自輸出控制電路的反饋電流較大，輕載或空載時(shí)的輔助繞組的電壓會(huì )降低)。

　　如果我們在X點(diǎn)得到15V，那么Q1的發(fā)射極(Y點(diǎn))的電壓將比它低1V，這是因為D3的正向壓降V的存在，所以Y點(diǎn)將是14V。當射基結間的電壓有0.6V，Q1將導通。因此讓我們設定R12為620歐姆，當有968µ 的電流通過(guò)R12時(shí)，Q1便會(huì )導通。這樣如果我們想讓Q1在Y點(diǎn)為14V時(shí)導通，我們可以設定D8的穩壓值，并計算R13的電阻值：

　　在這個(gè)例子中，V為14V，I為968µ D8為11V的齊納二極管，則R13將為2.4k。

　　這樣電路將能夠利用負載變化把工作模式切換到低功耗待機狀態(tài)，負載范圍從大于1A到0.05A或更少。

　　4)電路波形

　　圖2的波形顯示了負載變化導致電路從準諧振運行模式切換到PRC模式的情形。

　　如CH4所示，當負載電流從滿(mǎn)載降到空載時(shí)，反饋電壓水平將由于輸出電壓的提高而增加，以轉移貯存的能量。在這種條件下，反饋電壓水平最終增加到某一點(diǎn)，FET停止開(kāi)關(guān)，如CH1上漏極波形平坦的那一段所示。同時(shí)在FB管腳(CH3)也看不到QR信號。Vcc電壓(CH2)也同樣下降，因為輔助繞組這時(shí)沒(méi)有提供能量。約5毫秒后反饋水平穩定下來(lái)，FET又開(kāi)始開(kāi)關(guān)。但這時(shí)電路工作在PRC模式下，因為此時(shí)Vcc降低以及FB端沒(méi)有QR信號，在CH3上可以看到降低的電壓。在這種條件下運行時(shí)，由于輸出空載，所以反饋水平依然很高，這樣電路只需要從一次側傳遞很少的能量到輔助繞組和輸出繞組以保持電路的平衡，直到下一次負載變化。

　　圖2)電路由QR模式切換為PRC模式時(shí)的波形