創(chuàng )新的低待機損耗解決方案應用于反激式轉換器

圖四、輸入230 VAC 的無(wú)載測試波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)

圖五、等式(3) 與 (4) 的參數定義示意圖

最后部分為 C 區域的功耗改善方式。

FAN6756　的反饋電壓引腳 (FB)通過(guò)TL431與光耦合器獲得次級端的輸出電壓信息，以此信號決定柵極的占空比;如圖六所示，流經(jīng)光耦合二極管的正向偏壓電流(IF)經(jīng)過(guò)電流轉換比 (CTR)后，將可控制初級端的反饋電流 (IC)。

圖六、 次級端電壓調變(Secondary-side Regulation)電路

在無(wú)載條件下反饋電流 (IC)將呈現最大值，因為于此情況下會(huì )有最高的輸出電壓，進(jìn)而引起最大的正向偏置電流于次級端，如果想減少反饋環(huán)路 (C區) 的無(wú)載功率損耗，勢必需從PWMIC 本身來(lái)消減此功耗。

如何消減功耗呢?圖七所示為光耦合器 (PC-817) 的電壓-電流曲線(xiàn)，如果可以把反饋電流 (IC) 降至比0.5毫安或更低，這光耦合器 (PC-817) 將被迫工作在非線(xiàn)性區域，甚至進(jìn)入“死區”。 FAN6756 依上述原理, 于無(wú)載情況下通過(guò)飛兆半導體的專(zhuān)利技術(shù)降低反饋電流 (IC) 的大小，使光耦合器幾乎工作于非線(xiàn)性區，進(jìn)而降低反饋環(huán)路的功耗。

圖七、光耦合器 (PC-817) 電壓-電流曲線(xiàn)

于無(wú)載情況下，FAN6756切換其內部的反饋阻抗 (ZFB)，要減少反饋電流 (IC) 便必須將反饋阻抗(ZFB)　切換到大阻抗值，使光耦合器 (PC-817) 進(jìn)入到非線(xiàn)性區，此方法亦可遲緩電壓反饋?lái)憫?，進(jìn)而增加柵極驅動(dòng)脈沖時(shí)間間隔 (tBurst);間接降低 B區域的功率晶體管功耗，等式(5)所示為光耦合器于次級端的功耗表示式。

從圖八邏輯電路圖中，可得知如何去開(kāi)關(guān)反饋阻抗 (ZFB);于無(wú)載條件下，反饋電壓值將與內部的 VREF1與VREF2作比較，若反饋電壓小于VREF1，邏輯電路將會(huì )關(guān)閉柵極并將反饋阻抗 (ZFB) 開(kāi)關(guān)至高阻抗值;反之當反饋電壓大于VREF2時(shí)，邏輯電路將反饋阻抗 (ZFB) 切換回低阻抗值并使柵極繼續輸出，目的是使光耦合器于柵極將輸出時(shí)可工作于正常的工作區域。

圖八、反饋阻抗(ZFB)的開(kāi)關(guān)邏輯電路圖

FAN6756 與 FAN6754無(wú)載損耗計算實(shí)例

將飛兆半導體新、舊PWM IC：FAN6756 與FAN6754 置于相同的測試板上 (其額定輸出電壓/電流規格為19V/3.42A)，量測無(wú)載時(shí)與輸入電壓為230V時(shí)的相關(guān)參數值，并將這些實(shí)測參數帶入表一中所提的無(wú)載損耗計算式， 可得到如表三所計算的損耗值。以前的 PWM IC (FAN6754) 并沒(méi)有集成飛兆半導體的創(chuàng )新節電技術(shù)，所測得的無(wú)載損耗為 73mW。

圖九、輸入230 VAC 的無(wú)載測試波形 (Ch1-Gate Ch2-VDD)

表三、FAN6756 與 FAN6754 無(wú)載的主要損耗計算表(不含變壓器損耗)

結論

這篇文章詳細探討FAN6756降低電源供應器整體待機功率損耗的方法。首先以數學(xué)表示式大約表示出主要的開(kāi)關(guān)損耗和控制電路損耗，進(jìn)而確認降低開(kāi)關(guān)頻率 (FSW) 與增加柵極脈沖時(shí)間 (tBurst) 為降低功率晶體管功耗的主要對策，接著(zhù)導入多項飛兆半導體創(chuàng )新的專(zhuān)利技術(shù)去實(shí)現更低的整體待機損耗。最后，應用于一款實(shí)際的交流反激式轉換器系統中，其額定輸出電壓/電流規格為19V/3.42A，在230V 交流輸入且于輸出無(wú)載時(shí)，輸入功率只有30mW。