高壓直流開(kāi)關(guān)電源的設計與實(shí)驗研究
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2．2．1 移相全橋ZVS的實(shí)現
開(kāi)關(guān)管零電壓關(guān)斷的原因是由于存在結電容，導致兩端電壓不能突變。零電壓開(kāi)通則需要足夠的能量給將要開(kāi)通的開(kāi)關(guān)管結電容放電，給關(guān)斷的開(kāi)關(guān)管結電容充電，同時(shí)還要抽走變壓器初級繞組中寄生電容CTR中的電荷。對于超前橋臂，該能量由諧振電感Lr和折算到初級的濾波電感Lf串聯(lián)共同提供，Lf很大，所以容易實(shí)現ZVS。而對于滯后橋臂，由于此時(shí)變壓器次級被短路，能量?jì)H由Lr提供，所以滯后橋臂實(shí)現ZVS較困難。特別是負載很輕時(shí)，Lr中的能量不夠完成結電容的充放電轉換，滯后橋臂就不能實(shí)現ZVS。為滿(mǎn)足滯后橋臂的ZVS，必須使Lr取值較大。
2．2．2 次級占空比丟失問(wèn)題
次級占空比Ds小于初級占空比Dp，其差值即為次級占空比丟失，即Dlose=Dp-Ds。占空比丟失原因是初級電流ip由正向(或負向)變化到負向(或正向)，負載電流需要一段時(shí)間，即為圖3中的[t3～t6]和[t12～t15]。在這段時(shí)間內，雖然初級有電壓，但ip不足以提供負載電流，次級整流管全部導通，變壓器初、次級短路，負載處于續流階段，整流輸出為零。這樣次級就丟失了[t3～t6]和[t12～t15]這兩段時(shí)間的方波電壓，它與開(kāi)關(guān)周期Ts的比值即為Dloss，Dloss=(t3,6+t12,15)／Ts=2t3,6／Ts，其中t3,6=Lr[ILf(t3)-ILf(t6)／K]／Uin，則可得：
Dloss=2Lr[ILf(t3)-ILf(t6)／K]／(UinTs) (3)
由式(3)可知，Dloss與Lr和iLf成正比，與Uin和變壓器變比K成反比。因此，Lr的值需權衡取值，既要在盡可能寬的范圍內保證軟開(kāi)關(guān)，又不能太大，以免造成較大的占空比丟失。
2．2．3 諧振電感的選取
滯后橋臂要實(shí)現ZVS，Lr必須滿(mǎn)足：
式中：I為滯后開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)ip的大??；Coss為開(kāi)關(guān)管在Uin時(shí)的輸出電容。
選擇在1／3負載以上實(shí)現滯后橋臂軟開(kāi)關(guān)，要求輸出濾波電感電流的最大脈動(dòng)量△ILf為最大輸出電流的20％，則：
I=(Io／3+△ILf／2)／K=4．09 A (5)
由式(4)可求出Lr>19μH，實(shí)際選擇20μH。
2．2．4 次級整流橋輸出寄生振蕩的抑制
ZVS移相全橋變換器輸出整流二極管都未工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，存在反向恢復的過(guò)程。在輸出整流二極管換流時(shí)，Lr(包括變壓器漏感)和整流橋二極管的結電容及變壓器寄生電容之間會(huì )發(fā)生諧振，使整流橋輸出產(chǎn)生寄生振蕩和電壓尖峰。此處通過(guò)初級加箝位二極管來(lái)解決這一突出問(wèn)題。為詳細說(shuō)明箝位二極管的抑制作用，針對圖3中t∈[t7，t8]這一模態(tài)進(jìn)行分析：在t7時(shí)刻，由于Lr與CVDR1和CVDR4諧振工作，使得兩者的電壓上升至Uin／K，此時(shí)uBC上升至Uin，C點(diǎn)電位變?yōu)榱?，箝位管VDVQ2導通，將uBC箝位在Uin，則CVDR1和CVDR4的電壓被箝位在Uin ／K，防止其電壓繼續上升，從而消除了整流橋的振蕩尖峰和二極管反向恢復造成的損耗。此時(shí)，iLr=-I4，ip=iLr+iVDVQ2。到t8時(shí)刻，iVD VQ2線(xiàn)性下降至零，VDVQ2自然關(guān)斷，模態(tài)結束。
2．2．5 變壓器初級直流分量的抑制
實(shí)際電路中，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度或導通壓降不同或開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號不一致時(shí)，功率轉換電路便工作在不平衡狀態(tài)。此時(shí)磁通變化幅度不相同，工作區域將偏向一個(gè)象限，引起磁芯單向飽和并產(chǎn)生過(guò)大的ip，從而導致開(kāi)關(guān)管的損壞，最終使變換器不能正常工作。為了讓全橋變換電路更可靠的工作，抑制變壓器初級電壓的直流分量采用變壓器初級串接隔直電容Cb。Cb和輸出濾波電感折算到初級的電感值形成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò )，諧振頻率表達式如下：
折算到變壓器初級的濾波電感值LLf=K2Lf。為了盡可能讓Cb充放電呈線(xiàn)性化，fT必須遠小于變換器的開(kāi)關(guān)頻率fs，取fr=0．1fs，由式(6)，LLf=K2Lf及fr=0．1fs可求得Cb=1．2μF，實(shí)際取兩個(gè)1μF／400 V的云母電容并聯(lián)。
3 控制系統的設計
3．1 APFC控制方案
APFC控制采用平均電流法，系統框圖見(jiàn)圖4。采用電流、電壓雙閉環(huán)控制，電流環(huán)使輸入電流更接近正弦波，電壓環(huán)使APFC輸出電壓穩定。本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/175941.htm
此處通過(guò)APFC控制器UCC3818實(shí)現雙環(huán)控制，其輸出的PWM脈沖可直接驅動(dòng)開(kāi)關(guān)管。雙環(huán)調節器如圖5所示。
通過(guò)計算電壓、電流環(huán)增益和穿越頻率即可確定相應PI參數，實(shí)際設計參數為：Ru=56 kΩ，Cu1=3．3μF，Cu2=0．3μF，Ri=16 kΩ，Ci1 =Ci2=1．1 nF。
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