基于脈沖屏蔽調制的表面處理電源研制
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圖4示出PMM負載輸出功率的脈沖產(chǎn)生原理，逆變電路總是不斷重復地處在“運行和停止”狀態(tài)，通過(guò)控制脈沖調制序列來(lái)調整逆變電路輸出端的輸出平均電壓，并保持負載輸出電壓與負載諧振電流同相位。圖中，脈沖屏蔽調制比DPMM=3／4。在每半個(gè)諧振周期下模式1．2交替運行，諧振逆變電路在3個(gè)諧振周期內均產(chǎn)生幅值為Ud的方波電壓，而在下一個(gè)諧振周期，逆變電路運行在模式3，4，對應方波電壓為零?？紤]以4個(gè)諧振周期為一個(gè)功率調節單位，PMM逆變電路輸出電壓平均值為對應全功率輸出時(shí)輸出電壓平均值的3／4，對應仿真波形如圖5所示。在整個(gè)調節過(guò)程中，輸出電壓uab擊中并不包含直流分量，避免了鐵心漏磁通發(fā)熱過(guò)高而燒毀匹配變壓器。
3．2 控制電路
圖6示出PMM原理圖，其中鑒相器、低通濾波器a、壓控振蕩器構成了鎖相環(huán)電路。電流相位檢測電路的輸出信號經(jīng)過(guò)單穩態(tài)觸發(fā)電路整定后，作為鎖相環(huán)電路的一路輸入，由他激頻率給定確定電路工作頻率。壓控振蕩器的輸出經(jīng)過(guò)分頻器二分頻和延時(shí)過(guò)程后，作為鎖相環(huán)電路的另一路輸入，輸入鑒相器，二分頻目的是保證鎖相環(huán)電路的輸出信號為占空比為50％的方波，延時(shí)過(guò)程使負載輸出電壓信號超前于輸出電流信號，逆變電路工作在小感性狀態(tài)，以滿(mǎn)足功率開(kāi)關(guān)器件零電壓開(kāi)關(guān)和零電流開(kāi)關(guān)狀態(tài)。二分頻后信號分為兩路，一路作為同步電路的時(shí)鐘同步信號，另一路則經(jīng)過(guò)分頻器再次進(jìn)行分頻處理。分頻器輸出信號經(jīng)過(guò)低通濾波器b后作為比較器的一路輸入信號，與脈沖屏蔽給定信號進(jìn)行比較，之后送入同步電路，再經(jīng)過(guò)一系列的邏輯門(mén)信號及死區形成電路，最終產(chǎn)生4路控制脈沖信號ugV1，ugV2，ugV3和ugV4，驅動(dòng)功率開(kāi)關(guān)器件。本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/175760.htm
4 實(shí)驗分析
圖7示出塑料薄膜表面處理電源實(shí)驗波形，其中uo為逆變器輸出電壓，io為變壓器次級輸出電流。DPMM分別為：1，3／4，2／3，1／2。主電路參數為：直流電壓Ud=200 V；工作頻率fs=22．3 kHz；負載諧振頻率fo=21．8 kHz；額定輸出功率Po=50 kW；匹配變壓器變比5：32；緩沖電容Cs=2 200 pF；IGBT模塊采用1 kV／60 A的BSM100GB60DLC。
圖7a為全功率下的負載輸出實(shí)驗波形，DPMM=1，每個(gè)脈沖周期中逆變電路都向負載饋送能量。圖7b，c，d分別為DPMM為3／4，2／3和1／2的實(shí)驗波形，DPMM=1，3／4，2／3，1／2時(shí)，功率開(kāi)關(guān)器件的平均開(kāi)關(guān)頻率為22．3 kHz，16．73 kHz，14．87 kHz，11．15 kHz。在表面處理電源工作過(guò)程中，負載諧振頻率維持21．8 kHz不變，逆變器工作在小感性狀態(tài)，負載輸出電壓相位略超前于負載輸出電流，功率開(kāi)關(guān)器件通過(guò)并聯(lián)在其兩端的Cs實(shí)現零電壓和零電流開(kāi)關(guān)，同時(shí)采用不同的DPMM控制負載輸出功率，降低了功率開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率，進(jìn)一步減小了電源的開(kāi)關(guān)損耗，提高了設備效率。
5 結論
這里詳細介紹了基于串聯(lián)諧振逆變器的塑料薄膜表面處理電源系統，提出一種脈沖屏蔽調制方法，控制負載輸出功率。解決了傳統控制方法應用于電暈放電型負載時(shí)放電起始電壓易突變、電源設備效率低等缺點(diǎn)。實(shí)現了恒頻恒壓功率調節，減小了平均開(kāi)關(guān)頻率，降低了開(kāi)關(guān)損耗，同時(shí)擴大了功率調節范圍。
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