AC/DC開(kāi)關(guān)穩壓電源應用電路圖

9.1.7 1.2W非隔離雙輸出電源應用電路

1.設計特點(diǎn)

圖9-11所示的雙輸出電源電路具有通用輸入電壓范圍，穩壓精度在7V輸出時(shí)為 ± 8%，-5V輸出時(shí)為 ±5%(包括線(xiàn)電壓、負載變化和容差);帶溫度補償;待機功耗低，230V、50mW輸出時(shí)小于300mW;滿(mǎn)足CISPR-22/EN55022B傳導EMI限制并有10dB以上的裕量。

2.工作原理

在圖9-11所示電路中，R7是阻燃熔斷型電阻，在發(fā)生故障時(shí)起保險絲作用。VD1對交流輸入進(jìn)行整流，C1和C2提供濾波，并且和L1一起構成.型濾波。這種濾波和LinkSwitch-TN(U1)一起提供充足的EMI裕量。在每一個(gè)使能開(kāi)關(guān)周期，U1內部的MOSFET導通，使通過(guò)L2和C5的電流線(xiàn)性上升。一旦達到內部限流點(diǎn)，MOSFET關(guān)斷，電感電流通過(guò)VD2、C5和C6續流。

通過(guò)調整使能和關(guān)斷周期的比例來(lái)實(shí)現穩壓。一旦進(jìn)入反饋引腳(FB)的電流超過(guò)49μA，就會(huì )跳過(guò)一個(gè)周期。由于這個(gè)電流是在1.65V電壓時(shí)指定的，因此可將這個(gè)腳作為一個(gè)參考使用。調整R1、R2的阻值，可將C5、C6兩端的電壓設置為12V。

–5V輸出用VD4作參考，通過(guò)VT2來(lái)穩壓。R3設置一個(gè)大約為2mA的固定電流，對齊納二極管VD4進(jìn)行偏置，從而減小VD4上的電壓變化，因此當負載變化時(shí)也可以減小– 5V輸出的變化。

電阻R4在輸出短路的情況下通過(guò)限制集電極電流來(lái)保護VT2，而R5在 –5V輸出空載時(shí)維持穩壓。盡量將VT1和VT2靠近放置，以跟蹤UBE的壓降，從而減小輸出電壓隨溫度的變化。

這種電路在負載范圍限定的應用當中能夠很好地工作，可以降低采用線(xiàn)性穩壓器方案所帶來(lái)的效率方面的影響。

3.設計要點(diǎn)

①二極管VD2必須是超快速恢復型，圖9-11中選用的MURS160T3G的恢復時(shí)間是25ns，稍慢的超快速恢復二極管(不大于50ns)也可以使用，但效率可能降低。VD4應該選擇低測試電流的齊納二極管。管子的初始容差直接影響輸出容差，在包括線(xiàn)電壓和負載改變的情況下，2%的齊納二極管可以得到± 5%的穩壓。VD4的溫度系數是–0.8mV/°C，當溫度在0～50°C的范圍內變化時(shí)，需要增加額外 ±0.4%的變化。為使7V輸出精度更高，R1和R2應該用1%精度的元件。假負載R5和R6只有在空載穩壓有要求時(shí)才需要。

②對于A(yíng)C230V的應用，可以將C1和C2的容量減小到2.2μF，具體由差模浪涌和EMI的要求來(lái)決定。對于100/115VAC的應用，可以將C1和C2的電壓降到200V額定電壓。

③為了使VT1正確工作，選擇R5的阻值以使空載時(shí)流過(guò)1mA的電流。R4的最大阻值要加以限制，使得VT2上的壓降至少為1V。這確保5V輸出在滿(mǎn)載時(shí)VT2在線(xiàn)性范圍內工作。

9.1.8 35W反激式開(kāi)關(guān)電源應用電路

圖9-12所示的電源電路是一種通用的反激式電源電路，輸出功率為35W，采用了TOP258PN器件。交流輸入經(jīng)整流(VD1～VD4)、濾波(C4)后連接到初級側功率元件(T1和U1)上。EMI濾波由元件R1、R2、C3、L1、C7和C11提供。熱敏電阻RT1在交流上電時(shí)可以限制浪涌電流。電阻R3和R4將額定欠壓(UV)鎖定和過(guò)壓(OV)關(guān)斷分別限制在103V和450V。欠壓鎖定可防止電源在低壓下出現過(guò)熱情況，并可消除在通電和斷電時(shí)的電壓擾動(dòng)。過(guò)壓關(guān)斷可防止電源出現輸入浪涌情況。

齊納二極管VD10和電阻R5形成了一個(gè)可選的鎖存輸出過(guò)壓保護(OVP)電路。輸出端電壓的增加同時(shí)也會(huì )導致C10上的偏置繞組輸出端電壓的增加，齊納二極管VD10將擊穿，電流將流入U1的多功能引腳(M)，從而啟動(dòng)遲滯過(guò)壓關(guān)斷保護功能，關(guān)斷鎖存與否取決于R5的阻值。

對于極低的功率水平，U1以多周期調制模式進(jìn)行工作，以達到高的效率，從而降低空載和待機時(shí)的功率水平。由于U1具有700V

BVDSS的擊穿電壓，因此可選擇變壓器匝數比，從而在12V的輸出上選用低成本的60V肖特基二極管(VD7)。輸出電壓反饋來(lái)自?xún)陕份敵鲆詫?shí)現更好的交調穩壓。電容C19和電阻R14形成相位提升網(wǎng)絡(luò )，提供額外的相位裕量，以確保穩定的工作電壓和改善的瞬態(tài)響應。反饋電流通過(guò)U2饋入到U1的控制引腳，這樣可以確定占空比，從而提供輸出穩壓。

二極管VD1和VD3應為快速二極管，以實(shí)現更好的EMI性能。如果需要鎖存過(guò)壓保護功能，則應將R5的阻值降低到20Ω。將RCD鉗位(R6、R7、C6和VD5)設計為正常工作模式，使輕載時(shí)的效率達到最高。齊納二極管VD9提供預設的最大鉗位電壓，通常在出現負載瞬變或過(guò)載時(shí)導通。

次級側緩沖器(R11、C12、R12和C16)可用于降低高頻次級二極管振蕩和改善高頻傳導EMI。二級濾波器(L2/C15和L3/C18)將各輸出電壓的輸出噪音和紋波降低到-1%以下。在三線(xiàn)制輸入的系統中，可將Y電容放置在相線(xiàn)/中線(xiàn)與地線(xiàn)之間，以降低共模EMI。軟啟動(dòng)電容C20確保在啟動(dòng)時(shí)無(wú)輸出過(guò)沖。啟動(dòng)后，二極管VD12將此電容隔離在反饋環(huán)路之外。電阻R16為此電容放電到5V負載提供了路徑。在5V輸出電壓有負載而同時(shí)12V輸出無(wú)負載的情況下，電阻R19和VD11可提高交調穩壓。

圖9-12 35W反激式開(kāi)關(guān)電源電路