基于CVCF逆變器的波形控制技術(shù)設計

引言

在電力電子裝置中，以CVCF逆變器為核心的UPS得到了廣泛的應用，對其輸出波形主要的技術(shù)要求包括低的穩態(tài)總諧波畸變率(THD)和快速的動(dòng)態(tài)響應，由于非線(xiàn)性負載、PWM調制過(guò)程中的死區和逆變器系統本身的弱阻尼性等因素的影響，采用一般的閉環(huán)PWM控制效果不理想。本文以美國TI公司生產(chǎn)的TMS320F240DSP為控制芯片，采用重復控制改善系統的穩態(tài)性能，采用引入積分控制的極點(diǎn)配置改善系統的動(dòng)態(tài)特性，實(shí)驗結果表明，本方案可以同時(shí)實(shí)現高品質(zhì)的穩態(tài)和動(dòng)態(tài)特性。

重復控制器設計

重復控制的基本思想來(lái)源于控制理論中的內模原理，即如果希望控制系統對某一參考指令實(shí)現無(wú)靜差跟蹤，那么產(chǎn)生該參考指令的模型必須包含在穩定的閉環(huán)控制系統內部。圖一是本系統采用的重復控制框圖，以下對其各部分進(jìn)行分析說(shuō)明。

圖1 離散域重復控制器框圖

P(z)是逆變器的輸入與輸出的離散傳函，是系統中的控制對象。逆變器的開(kāi)關(guān)頻率比LC濾波器的自然頻率高得多，其動(dòng)態(tài)特性主要由LC濾波器決定，通過(guò)建立系統狀態(tài)方程獲得P(z)。本系統中，L=0.88mH,C=60μF,電感的等效串聯(lián)電阻為0.4Ω，開(kāi)關(guān)頻率和采樣頻率都是10KHz,推導出其離散傳函為：

作出其伯德圖如圖2所示，可以看到逆變器存在一個(gè)諧振峰，阻尼比很小。

圖2 逆變器P(z)的伯德圖

圖1中虛線(xiàn)框內為重復控制器的內模，N為一個(gè)周期內采樣的次數。該內模實(shí)際上是一個(gè)周期延遲正反饋環(huán)節，只要輸入信號是以基波周期重復出現，其輸出就是對輸入信號的逐周期累加。當Q(z)取值為1,可視為以周期為步長(cháng)的積分環(huán)節，可以達到無(wú)靜差，但是給系統帶來(lái)N個(gè)位于單位圓周的極點(diǎn)，使開(kāi)環(huán)系統呈現臨界振蕩狀態(tài)，本系統中Q(z)取為0.95,以改善系統穩定性。

圖1中重復控制器里包含有一個(gè)補償器

其中濾波器S(z)由以下兩部分構成

陷波濾波器S1(z)主要用于對消逆變器的諧振峰值，二階濾波器S2(z)主要提供高頻衰減。超前環(huán)節zk補償濾波器S(z)和控制對象P(z)總的相位滯后，Kr是重復控制增益。補償器C(z)要達到的目的是使校正后的對象中低頻增益接近于1,而高頻增益則盡快地降至-26dB以下，同時(shí)系統在整個(gè)中低頻段前向通道的總相移盡量小。取Kr =0.9,zk =z5 ,作出C(z)P(z)的伯德圖，如圖3所示，可以看到設計符合要求。

圖3 C(z)P(z)的伯德圖

前向通道上串接的周期延遲環(huán)節z-N使控制動(dòng)作延遲一個(gè)周期進(jìn)行，即本周期檢測到的誤差信息在下一周期才開(kāi)始影響控制量。引入周期延遲環(huán)節的主要原因是系統中含有超前環(huán)節zk,如果此系統要能夠物理實(shí)現，必須有一延遲環(huán)節 極點(diǎn)配置

重復控制有效的改善逆變器穩態(tài)性能，但動(dòng)態(tài)響應欠佳。實(shí)際上，逆變器的自然動(dòng)態(tài)特性之所以不好，最主要的原因是逆變器自身的阻尼太弱。對此，最直接有效的解決辦法就是引入狀態(tài)反饋，進(jìn)行極點(diǎn)配置，增加控制對象的阻尼。

圖4 單相PWM逆變器模型

圖4是為單相逆變器的等效電路，逆變器空載時(shí)阻尼最小。因此，在實(shí)施極點(diǎn)配置時(shí)，假定逆變器處于空載(最?lèi)毫拥那闆r)，配置極點(diǎn)時(shí)應注意逆變器帶載以后阻尼比會(huì )變大。