基于單片機的直流調速系統設計

在DKSZ-1電機控制實(shí)驗裝置基礎上增加以單片機為控制核心的數字控制器，實(shí)現了直流數字雙閉環(huán)調速系統控制。

2. 系統的組成

調速系統中設置了兩個(gè)調節器，分別調節轉速和電流。結構原理圖如圖1所示，圖中符號的意義分別為：ASR-轉速調節器；ACR-電流調節器；TG-測速發(fā)電機；TA-電流互感器；UPE-電力電子變換器U*n；-轉速給定電壓；Un-轉速反饋電壓；U*i-電流給定電壓；Ui-電流反饋電壓。

3. 電流環(huán)與轉速環(huán)的設計

經(jīng)過(guò)測量計算，確定系統的基本參數如下：直流電動(dòng)機：Un=220V，1.16A，1500r／min，Ce=0.15，λ=1.3

晶閘管裝置放大倍數：Ks=63.3

電樞回路總電阻：R=41.14Ω

時(shí)間常數：Tm=0.04s．TL=0.028s

電流反饋系數：β=3.3／λInom=3.3／1.5=2.188

轉速反饋系數：α=2.5／1500=0.0017

穩態(tài)指標：靜差率小于5％，D>10

3.1 電流環(huán)的設計

3.1.1 確定時(shí)間常數

①整流裝置滯后時(shí)間常數：三相橋式電路的平均失控時(shí)間Ts=0.0017s。

②電流濾波時(shí)間常數：

由于主回路的電流是脈動(dòng)直流，為了能取得電流的平均值，可采用多次采樣取平均值等數字濾波方法，但考慮到系統的CPU時(shí)序安排緊張，決定采用加硬件濾波環(huán)節的辦法，但其時(shí)間常數應該取得小一些，取



③電流環(huán)小時(shí)間常數

按小時(shí)間常數近似處理，取

3.1.2 選擇調節器結構

電流環(huán)按I型系統設計，電流調節器選用PI調節器，其傳遞函數為：

3.1.3 計算各調節器參數：
ACR超前時(shí)間常數： 。電流開(kāi)環(huán)增益：按δI％≤5％，應取　　，因此：

則ACR的比例系數為：

3.1.4 校驗近似條件
電流環(huán)截止頻率Wci=KI=178.57／S

晶閘管整流裝置傳遞函數近似條件Wci≤1／3Ts

現在，，滿(mǎn)足近似條件。

忽略反電動(dòng)勢對電流環(huán)影響的條件 現在，，滿(mǎn)足近似條件。

小時(shí)間常數近似處理條件： 現在， ，滿(mǎn)足近似條件。

3.2 轉速環(huán)的設計
3.2.1 確定時(shí)間常數

①電流環(huán)等效時(shí)間常數為

②轉速濾波時(shí)間常數Ton

外加轉速濾波環(huán)節，取

③轉速環(huán)小時(shí)間常數

按小時(shí)間常數處理，?。?img onload="if(this.width>620)this.width=620;" onclick="window.open(this.src)" style="cursor:pointer" src="/upload/2007_06/0706051038543618.jpg">

3.2.2 選擇調節器結構

按典型II型系統設計轉速環(huán)，ASR選用PI調節器，其傳遞函數為

3.2.3 計算轉速調節器參數

按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取=5，則ASR的超前時(shí)間常數為： 轉速環(huán)開(kāi)環(huán)增益：

于是，ASR的比例系數為：

3.2.4 驗近似條件

轉速環(huán)截止頻率為 電流環(huán)傳遞函數簡(jiǎn)化條件：

現在 滿(mǎn)足簡(jiǎn)化條件。

小時(shí)間常數近似處理條件：

現在： ，滿(mǎn)足近似條件。

4. 采樣周期選擇及PI控制算法

4.1 采樣周期選擇

根據采樣定理，必須使采樣頻率Ws≥2Wmax，以便采樣后的離散信號不會(huì )失真，ws=2π(1／Ts)，為采樣角頻率； wmax=2πfma為信號最高角頻率。按采樣定理可以確定采樣周期的上限值：Ts≤π／Wmax；

實(shí)際應用中，常按一定的原則，結合使用經(jīng)驗來(lái)選擇采樣周期Ts:Tmin≤Ts≤Tmax。

在一般情況下，可以令采樣周期， 或用采樣角頻率Ws≥(4～10)Wc，Wc為控制系統的截止頻率。由雙閉環(huán)的設計參數知：

4.2 PI控制算法

當輸入誤差函數e (t)，輸出函數是u (t)時(shí)，PI調節器的傳函： ；則，u (t)和e (t)關(guān)系的時(shí)域表達式可寫(xiě)成：

其中，KP=KPI，為比例系數； 為積分系數。將上式離散化成差分方程，其第k拍輸出為：

5. MATLAB仿真建模與波形分析

電流調節器和轉速調節器仿真模型分別采用I型和Ⅱ型系統，所用數據為按工程方法計算的參數，并根據經(jīng)驗略作調整，MATLAB仿真波形如圖4所示。

從圖4中可以看出，由于負載增大，使電樞電流出現一個(gè)小的數值增大的波動(dòng)后，達到新的負載電流狀態(tài)的穩定值，這個(gè)穩定值與負載增加前相比，數值變大。

由圖5和圖6得：突然給定電壓U*n時(shí)，Un很小，所以△Un很大，ASR很快飽和，輸出為最大值，電樞電流線(xiàn)形增加，當r>n*時(shí)，Un>U*n那么△Un變極性，ASR退飽和，轉速負反饋投入運行，直到n=n*。

綜上所述，起動(dòng)電流根據電機起動(dòng)波形，可以看到速度與電流之間的關(guān)系與理論情況基本相同。

6. 實(shí)驗波形及分析

(1) 電機突加最大給定時(shí)，轉速波形如圖7。由于測速發(fā)電機性能的影響，使得超調現象不明顯。

由圖7可知，轉速起動(dòng)波形與SIMULINK仿真所得波形一致，達到了預期的效果。

(2) 電樞電流波形

電樞電流波形在突加給定時(shí)，在雙閉環(huán)的作用下迅速上升，迫使電動(dòng)機快速起動(dòng)，然后迅速回落直到等于負載電流。

在圖8，因為測速發(fā)電機性能和晶閘管驅動(dòng)環(huán)節死區電壓的影響，使得電樞電流沒(méi)有恒流階段。但波形與SIMULINK仿真所得波形趨勢一致，達到了預期的效果。