采用MCS-51單片機實(shí)現CPFSK調制

　　對于一個(gè)周期函數可以進(jìn)行傅里葉級數的展開(kāi)，級數的一般表達式為:

當按上述方法進(jìn)行PWM調制時(shí)，圖2下圖函數傅里葉級數的an均為0，當n為偶數時(shí)，bn也為0。所以正弦波PWM調制的傅里葉級數為:

根據階梯圖形表示連續曲線(xiàn)時(shí)，階梯越細圖形越精確的原理，認為用PWM調制正弦波時(shí)，時(shí)段分割越多，調制出的正弦波越精確。如果不考慮級數中的直流成分，可以得到不同時(shí)段的諧波系數，如表1所示。

從表1可以看出，諧波系數隨著(zhù)諧波次數的增加逐漸減小，但在n=K-1處系數會(huì )突然增大，之后又逐漸減小。而這種突然增大的比值隨著(zhù)時(shí)段分割數的增加總體呈下降趨勢。

　　另一方面，突然增大的比值，隨著(zhù)時(shí)段分割數的增加而向高次諧波方向移動(dòng)。對這種遠離基波的高次諧波，只要采用低通濾波器就能很容易將其去除，我們所關(guān)心的是如何盡可能減小基波附近諧波的系數。

　　從表1可以看出，隨著(zhù)時(shí)段分割數的增加，離基波較近的諧波系數也呈下降趨勢。所以通過(guò)對時(shí)段的細分，信號的高次諧波，特別是接近基波的諧波成分會(huì )進(jìn)一步減少。

2 信號輸出

　　由于采用了正弦波PWM調制，單片機輸出信號只要經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的低通濾波器就可以得到平滑的正弦波信號。圖3中的74HC04是CMOS反相器，這里它起緩沖驅動(dòng)作用。

因為單片機的P1～P3口是準雙向口。作為輸出口時(shí)低電平有一定的吸收電流能力，但高電平輸出電流的能力很小，這就使輸出信號的開(kāi)關(guān)特性有較大差異。而CMOS反相器的輸出采用P溝道和N溝道MOS管構成的對稱(chēng)互補結構，使輸出信號的“0、1”有相同的開(kāi)關(guān)特性，能保證低電平的吸收電流和高電平的輸出電流相同。圖3中R1、R2為1kΩ的電阻，C1、C2、C3為0.1μF的獨石電容。當時(shí)段分割為20，正弦波信號頻率為1180Hz時(shí)，圖3中A、B、C三個(gè)端口的輸出波形如圖4所示。

3 CPFSK調制

　　軟件調制是將正弦波分為若干個(gè)時(shí)段，并計算出每個(gè)時(shí)段內高電平和低電平所占用的時(shí)間，這些時(shí)間在單片機中用軟件延時(shí)實(shí)現。

　　為了敘述方便，首先定義幾個(gè)符號:

　　φ――軟件調制所在的相位;

　　T――相位角為φ時(shí)對應時(shí)段的機器周期總和;

　　T1――相位角為φ時(shí)對應時(shí)段的高電平機器周期;

　　T0――相位角為φ時(shí)對應時(shí)段的低電平機器周期;

　　T1180――相位角為φ時(shí)頻率為1180Hz正弦波對應時(shí)段的機器周期總和;

　　T980――相位角為φ時(shí)頻率為980Hz正弦波對應時(shí)段的機器周期總和。

　　根據圖2中面積相等，即S1=S2的要求可以得到:

如果單片機的晶振頻率為11.0592MHz，完成頻率為980Hz的正弦波調制需要=940個(gè)機器周期，完成頻率為1180Hz的正弦波調制需要=781個(gè)機器周期。20等分能夠將940整除，得到每個(gè)時(shí)段的機器周期數T980=47。但=39余1，如果將余數1丟掉，就會(huì )造成頻率為1180Hz的正弦波頻率誤差變大。實(shí)際編程時(shí)可以將余數1插補在20個(gè)時(shí)段中的某個(gè)時(shí)段中，也就是19個(gè)時(shí)段為T(mén)1180=39個(gè)機器周期，1個(gè)時(shí)段為T(mén)1180=40個(gè)機器周期。T0和T1的計算如表2所示。