直接調制應用中的混合分數N階合成器

整數N階合成器

圖1 整數N階合成器

圖1是一個(gè)整數N階合成器方框圖。顧名思義，該系統中，內部參考頻率（FREF）以整數信加以轉換。在圖1中，FREF由位于模擬鑒相器前的晶體振蕩器經(jīng)分頻后產(chǎn)生。模擬鑒相器比較兩個(gè)輸入，即FREF和整數N階分頻器的輸出，后者為壓控振蕩器（VCO）的分頻輸出。鑒相器調整到VCO的電壓，直到兩個(gè)輸入信號相位相等或相位鎖定。
為生成一個(gè)預期的VCO頻率，整數N階分頻器將VCO頻率除以整數N。為產(chǎn)生一個(gè)步進(jìn)值為1MHz、輸出頻率為1000MHz的信號，FREF取值1MHz，（FREF等于整數N階合成器中的步進(jìn)值），N取值1000。當步進(jìn)值較大時(shí)，系統工作良好，但當需要較小的步進(jìn)值時(shí)，就會(huì )產(chǎn)生相位噪聲。
上述問(wèn)題是由系統將電荷泵的相位噪聲放大20Log(N)所引起的。N=1000會(huì )產(chǎn)生60dB的加性相位噪聲。為獲得較小的步進(jìn)值， 參考分頻器必須將晶振頻率除以一個(gè)很大的數才能產(chǎn)生較小的FREF值。所以，增加N值獲得較小的步進(jìn)值，會(huì )造成相位噪聲的增大。
環(huán)路濾波器帶寬必須大大小于FREF。這要求在小步進(jìn)值應用中，帶寬必須比較小。使問(wèn)題復雜化的另一個(gè)噪聲源是由VCO。環(huán)路濾波器衰減那些頻率低于環(huán)路帶寬的VCO噪聲，為保持VCO低噪聲，需要較大的環(huán)路帶寬。

分數N階合成器

圖2 分數N階合成器

在較小的步進(jìn)值應用場(chǎng)合中，用分數N階分頻器取代整數N階分頻器，分數N階合成器改善了整數N階設計（見(jiàn)圖2）。分數N階分頻器使用非整數N分頻VCO頻率，一般可高達1/16。因此，合成器的步進(jìn)值可以為FREF的1/16。
為獲得1MHz的步進(jìn)值，我們可以取FREF為16MHz。通過(guò)除以因子16使N減小，利用20Log(N)，相位噪聲改進(jìn)了24dB。此外，如果我們仍取FREF為1MHz，則步進(jìn)值降為62.5kHz。
上述優(yōu)點(diǎn)付出的代價(jià)是分數N階分頻器引起的雜散響應，其根源在于分數N階分頻器的累加器中的RMS延時(shí)誤差和周期特性。雜散在整個(gè)頻譜范圍內每1/16 FREF處重復出現。
環(huán)路濾波器衰減這些雜散信號，這可限制環(huán)路帶寬，將雜散信號降低到可接受的水平。與整數N階相比，環(huán)路帶寬較大，相位噪聲得到改善，但卻引入了雜散信號。

△Σ分數N階合成器

圖3 △Σ分數N階合成器

圖4 混合合成器

△Σ分數N階合成器（見(jiàn)圖3）提供了另外一種可以比分數N階獲得更高步進(jìn)值的方法，一個(gè)多比特△Σ調制器信號送入整數N階分頻器?！鳓舱{制器的輸入是分數分頻比，輸出是一個(gè)平均值等于輸入值的比特流。實(shí)際上，△Σ調制器的這個(gè)信號告知整數N階分頻器，用給定的整數或別的整數值分頻，因而導致平均分頻率具有分數階。
△Σ合成器的分差值可以為20比特或更高。例如，采用20比特△Σ調制器，可將步進(jìn)值提高到FREF/220。如果FREF為16MHz，則步進(jìn)值為15Hz。與整數N階和分數N階方法相比，這個(gè)值有巨大改善。而且它還可以進(jìn)一步改善，只需向△Σ調制器送入另外的比特即可。這樣做的另外一個(gè)好處是，FREF仍然可以選擇較大值，N可以選得很小，所以相位噪聲與整數N階合成器的一樣低。
與分數N階的實(shí)例一樣，相位噪聲和步進(jìn)值的改善是有條件的。由于噪聲整形，△Σ調制器引入了所謂的量化噪聲，量化噪聲大部分出現在FREF/2的情況下?！鳓舱{制器引起的功率頻譜噪聲密度可用方程式（1）近似表示，它表示了△Σ調制器量化噪聲：

其中，
，△表示△Σ調制器的量化步進(jìn)值，O△Σ為△Σ調制器的階數，生成的相位噪聲可用式（2）表示，它表明了由量化噪聲而引起的相位誤差：

該式說(shuō)明相位誤差的大小由△控制，對一個(gè)整數N階分頻器，量化步進(jìn)值為1個(gè)VCO周期，即△=2πrad。所以，減小△值也就是減小相位誤差。
式（2）也說(shuō)明，高階△Σ調制器減少了低頻的相位誤差，但卻增加了在FREF/2處的相位誤差。一般來(lái)說(shuō)，環(huán)路帶寬濾波器噪聲在FREF/2處，對低階調制器，不需要額外的環(huán)路濾波器元件。在該方法中，仍然要求較窄的環(huán)路帶寬，以保證濾除由量化噪聲引起的相位誤差。
△Σ分數N階合成器在系統級的優(yōu)越之處在于，△Σ調制器是直接調制技術(shù)中的理想情況。這一技術(shù)去掉了發(fā)射機整個(gè)上變頻部分。然而，在濾除量化噪聲方面，由于ISI影響，相對窄的環(huán)路帶寬使直接調制僅用于低速數據率，高階調制器允許使用大環(huán)路帶寬和高數據速率。然而，這需要在FREF/2處增加濾波（見(jiàn)式（2））。這些額外部分增加了成本，同時(shí)為保持溫度變化和工作過(guò)程中的穩定性，要增加復雜性。這種復雜性常常限制了對高階△Σ調制器的使用。
改善△Σ合成器的一種方法是降低量化噪聲。這種方法允許使用高階△Σ調制器來(lái)增加環(huán)路帶寬而不需額外濾波，這樣，當使用直接調制時(shí)，可以提高數據速率。

混合合成器
提高△Σ合成器的性能可通過(guò)利用分數N階和△Σ分數N階技術(shù)構成一個(gè)混合合成器來(lái)完成，如圖4所示。設計中，我們用分數N階合成器中的分數N階分頻器代替△Σ合成器中的整數N階分頻器，同時(shí)利用其它技術(shù)將二者融合在一起。
與△Σ合成器相比，混合合成器的主要優(yōu)點(diǎn)在于，△Σ調制器的量化步進(jìn)值降低為VCO周期的一部分。例如，我們使用一個(gè)16相分數N階分頻器來(lái)提供1/16 VCO周期的步階值，在式（2）中的量化步進(jìn)值從△=2π rad降為△=π/8 rad。這使得量化噪聲在所有頻率上降低20log(16)或24dB.
由于在FREF/2處較低的量化噪聲，我們現在可以使用高階△Σ調制器和大的環(huán)路帶寬。在很高的數據速率時(shí)也能使用直接調制。
如前所述，使用分數N階分頻器會(huì )在合成器輸出端產(chǎn)生雜散響應，用該方法可以成功地解決這一問(wèn)題。它表明，可以使用偽隨機△Σ調制器取代在分數N階分頻器中的周期累加器。這使得RMS延時(shí)誤差在覆蓋FREF的整個(gè)帶寬內擴散開(kāi)來(lái)，因此將雜散信號轉變成為偽隨機噪聲而非系列聲音。白化延時(shí)誤差預期值為10log（FREF）。例如，當FREF=16MHz時(shí)，-50dBc的雜散值為-122dbc/Hz。與合成器中的其它噪聲相比，它可以忽略不計。

結語(yǔ)
本文表明，當要求很小的步進(jìn)值時(shí)，混合△Σ合成器能比其余合成器提供更低的相位噪聲和更大的環(huán)路帶寬。利用一個(gè)不需附加外部元件的標準PLL環(huán)路濾波器就可實(shí)現這一點(diǎn)。該合成器同樣支持用于高數據速率的直接調制發(fā)射機結構，極大地降低了未來(lái)無(wú)線(xiàn)設計的成本。（李耀民譯）