新型大電流CPU供電的設計挑戰
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電源設計人員所面臨的最大挑戰是如何滿(mǎn)足更大的功率、更小的電壓容限以及更快的瞬態(tài)響應，并降低電源的總成本。本文簡(jiǎn)要探討了脈寬調制(PWM)的發(fā)展歷程、多相工作模式和電流均衡，并提供了一些有助于設計人員應對大功率CPU供電各種挑戰的最新技術(shù)。
性能要求不斷提高，成本控制更加嚴格
下表展示了CPU性能在過(guò)去5年間的發(fā)展。注意：在功率大幅增加的同時(shí)，電壓尤其是電壓容限顯著(zhù)降低。
功率： 電壓調節器的一個(gè)參數為“相”數，或其提供的通道數。依據可用空間和散熱等因素，每相可提供25W至40W的功率。對于Pentium 3而言，單相電壓調節器就可滿(mǎn)足要求，而最新一代CPU則需要采用3相或4相電壓調節器。
電流均衡： 設計多相電源所面臨的挑戰之一便是合理分配各相電流(功率)。如果某相電流嚴重地不成比例，會(huì )加大元器件的負荷并縮短使用壽命。實(shí)際上，所有多相電壓調節器都包含了能夠主動(dòng)均衡各相電流的電路。
精度： 為使CPU工作在較高的時(shí)鐘頻率，要求其電源電壓具有極高精度。并且必須在靜態(tài)和動(dòng)態(tài)負載下都能保持高精度指標。通過(guò)采用精密的片上基準，以及最大程度地降低失調電壓和偏置電流，可獲得良好的靜態(tài)精度。而動(dòng)態(tài)電壓精度則與電壓調節器的控制環(huán)路帶寬以及調節器輸出端的大容量電容有關(guān)。由于調節器不能立刻響應CPU的電流突變，因此設計電路需要大容量的電容。調節器控制環(huán)路帶寬越高，響應CPU動(dòng)態(tài)需求的速度就越高，并可快速補充大容量輸出電容的暫態(tài)電流。
對CPU電壓調節器的要求并非不計成本，裸片尺寸和引腳數都與調節器提供的相數成比例。高精度電壓基準要求采用成熟、完善的設計方案和校準技術(shù)。用于電壓和電流檢測、電壓調節以及有源均流的放大器必須保證高速工作，并具有較低的失調誤差和偏置電流，而且相對于工藝和溫度保持穩定。
大功率CPU調節器設計所面臨的嚴峻挑戰也許就是成本問(wèn)題，在過(guò)去5年當中，CPU核電壓調節器的每相價(jià)格降低了4倍甚至更多。
電源控制的基本要素
所有多相電壓調節器都采用這種或那種形式的PWM結構。大多數電壓調節器工作在固定頻率，由時(shí)鐘信號觸發(fā)高邊MOSFET (圖1中的QHI)導通，使輸入電源開(kāi)始對電感充電。
圖1. 簡(jiǎn)化的單相降壓調節器
當控制環(huán)路確定應該終止“導通脈沖”時(shí)，高邊MOSFET斷開(kāi)，低邊MOSFET (QLO)導通，電感對負載放電。由于脈沖前沿(高邊開(kāi)通)時(shí)間固定(由內部時(shí)鐘設置)，而脈沖后沿(高邊斷開(kāi))則根據控制環(huán)路和實(shí)時(shí)狀態(tài)變化，因此這種PWM控制類(lèi)型稱(chēng)為后沿調制。高邊MOSFET導通時(shí)間相對于時(shí)鐘周期的百分比稱(chēng)為占空比(D)，該占空比在穩定狀態(tài)下等于VOUT/VIN。
在電壓控制模式下(參見(jiàn)圖2)，輸出電壓(或其比例)與固定的內部基準電壓進(jìn)行比較。產(chǎn)生的誤差信號再與內部固定的鋸齒波(或斜坡)信號進(jìn)行比較。該斜坡信號與時(shí)鐘脈沖同時(shí)觸發(fā)，而且只要斜坡信號低于誤差電壓，PWM比較器的輸出就一直保持為高電平。當斜坡信號高于誤差電壓時(shí)，PWM比較器的輸出變?yōu)榈碗娖讲⒔K止導通。電壓環(huán)路通過(guò)適當的調節控制電壓(VC)以及由此產(chǎn)生的占空比，使輸出電壓(圖3)保持恒定。
圖2. 簡(jiǎn)化的電壓模式降壓調節器
圖3. 電壓模式波形圖
峰值電流模式(參見(jiàn)圖4)將電流檢測引入控制環(huán)路，用電感電流斜坡取代了電壓模式下的斜坡信號。與電壓模式類(lèi)似，按照固定頻率開(kāi)通高邊MOSFET，使電感電流線(xiàn)性上升。當峰值電感電流等于誤差電壓時(shí)，導通脈沖終止，高邊MOSFET斷開(kāi)。這種方式需要一個(gè)電壓環(huán)路和一個(gè)電流環(huán)路，電壓環(huán)路通過(guò)適當調整由電流環(huán)路測量的電感峰值電流，來(lái)保持輸出電壓的穩定。
圖4. 簡(jiǎn)化的峰值電流模式降壓調節器
需要考慮及權衡的事項
正如人們所料，每種方法都存在其優(yōu)缺點(diǎn)。以下各節將對電源設計人員必須考慮的因素加以說(shuō)明。
噪聲抑制
電壓模式具有良好的噪聲抑制能力，這是因為在設計控制IC時(shí)，可以使斜坡信號的大小與實(shí)際信號一樣大。輸出電壓是返回到控制器的唯一敏感信號，因此，電壓模式相對容易布局。
除了輸出電壓外，峰值電流模式還需要返回一個(gè)電流檢測信號，可以由負載電流通路的取樣電阻提供(參見(jiàn)電流均衡)。若要最大限度地降低I2R損耗，檢流電阻的阻值要盡可能小一些。因此，取樣信號往往比電壓模式的內部斜坡信號小一個(gè)數量級。值得注意的是，應確保信號不受外部噪聲源的干擾。在實(shí)際應用中，峰值電流模式非常通用
輸入電壓調節
對于輸入電壓的變化，電壓模式的響應較慢。要響應輸入電壓的變化，首先必須由輸出電壓誤差反映出來(lái)，然后經(jīng)過(guò)電壓反饋環(huán)路進(jìn)行校正。因此，響應時(shí)間受控制環(huán)路的帶寬限制。目前，大多數電壓模式調節器均包含可檢測輸入電壓變化的電路，并通過(guò)相應地調節其斜坡信號提供“前饋”。然而，這增加了控制器的復雜性。峰值電流模式的占空比由電感電流斜坡控制，是輸入電壓和輸出電壓二者的函數，峰值電流模式的逐周期電流比較可以提供固有的前饋，因而能夠快速響應輸入電壓的變化。
電流均衡
兩相或多相電壓調節器必須動(dòng)態(tài)均衡各相之間的電流，防止某一相電流不成比例。每相電流檢測可通過(guò)監測高邊或低邊MOSFET的電流來(lái)實(shí)現，或通過(guò)檢測每相流過(guò)檢流電阻的電流來(lái)實(shí)現。檢測MOSFET的電流成本低廉，因為它利用了現有的電路元件。但是，由于MOSFET電阻隨工藝和溫度明顯變化，因此精度較低。利用檢流電阻可以實(shí)現精確檢測，但增加了成本，并降低了電源轉換效率。
獲取每相電流信息的另一種方法是利用電感的直流電阻(DCR)作為檢流元件。由于這種方法利用了現有的電路元件，并由DCR容限來(lái)保證合理的精度，因此不增加任何成本。將串聯(lián)的電阻、電容跨接在電感兩端，RC時(shí)間常數與L/DCR時(shí)間常數相匹配。通過(guò)檢測電容器兩端的電壓，即可很好地表征電感電流的直流和交流特性。目前這種方法在電壓模式和電流模式CPU供電調節器中相當常用。
選擇電壓模式和電流模式是另一個(gè)需要權衡的問(wèn)題。由于電壓模式只在控制環(huán)路中使用電壓信號，因此該模式不能控制各個(gè)電感的相電流，而這恰好是實(shí)現均流的必要條件。峰值電流模式本身可提供電流均衡，因為該模式利用電感電流信號作為控制電路反饋的一部分。目前多相電壓模式調節器必須再增加一個(gè)控制環(huán)路來(lái)實(shí)現均流，這樣就增加了IC的復雜性，并帶來(lái)其它需要權衡的問(wèn)題，見(jiàn)電壓定位和瞬態(tài)響應部分。
峰值電流模式具備固有的均流功能，但也存在影響均流精度的人為因素。由于電感電流峰值是受控的，而電流谷值并不受控制，兩相之間電感值的差異(例如容限產(chǎn)生的差異)將產(chǎn)生不同峰值的電感電流紋波，造成兩相直流電流的失配，并因此影響相電流均衡的精度。
Maxim運用一種稱(chēng)為快速有源平均(RA2*)的專(zhuān)有技術(shù)，通過(guò)獲得每相電感紋波電流的平均值消除了該缺陷。RA2電路(參見(jiàn)圖5)需要5至10個(gè)開(kāi)關(guān)周期獲取每一相的峰值紋波電流，然后用峰值電流信號減去紋波電流的1/2。將峰值控制點(diǎn)從電感電流峰值移至直流電流，這樣既保持了峰值電流模式的優(yōu)點(diǎn)，又可以實(shí)現非常精確的直流電流匹配。由于RA2電路不在穩壓調節電流環(huán)路上，因此不會(huì )降低瞬態(tài)響應速度。這項技術(shù)已用于針對Intel VRD 10.1(和下一代VRD)以及AMD K8 Socket M2設計的MAX8809A/MAX8810A核電壓調節器中。
圖5. RA2算法的實(shí)現
電壓定位和瞬態(tài)響應
當處理器負載突變時(shí)，現代CPU具有較大的瞬態(tài)電流。在這些苛刻的動(dòng)態(tài)指標下，電壓誤差必須保持在允許范圍內，否則，CPU就可能閉鎖。使用足夠大的電容可以吸收或供出CPU瞬變電流；然而，這增加了整體成本。
大多數大電流CPU核電源采用了電壓定位技術(shù)，以減小對大容量電容的需求。輸出電壓可以依據定義好的斜率隨負載電流增大而降低(跌落)。電壓與電流之間的關(guān)系曲線(xiàn)稱(chēng)為“負載線(xiàn)”，斜率定義為阻抗(例如，1m)。該方案的優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)下可放寬電壓裕量，從而減小了安全工作對電容容量的要求。
如果不考慮電壓定位，從理論上講電壓模式在電壓環(huán)路響應方面具有較大優(yōu)勢。環(huán)路的理論帶寬是輸出電壓紋波頻率的函數，或是每相開(kāi)關(guān)頻率與相數的乘積。在峰值電流模式下，由于“采樣效應”，電壓環(huán)路帶寬僅僅是每相開(kāi)關(guān)頻率的函數。
然而，電壓定位在具體應用中存在實(shí)質(zhì)上的差別。注意：電壓模式控制還需要第二個(gè)控制環(huán)路來(lái)實(shí)現電流均衡。該環(huán)路的帶寬通常設置為電壓環(huán)路帶寬的1/5至1/10，以防止和電壓環(huán)路相互干擾，由于電流均衡通常為低速調節，因此低帶寬足以滿(mǎn)足要求。然而，對于電壓定位而言，負載瞬態(tài)響應是電流環(huán)路帶寬的直接函數。對于電壓模式，其帶寬相當低(例如5kHz)。對于峰值電流模式，電流環(huán)路帶寬與電壓環(huán)路帶寬相同(如50kHz至75kHz) ，因為僅在一個(gè)環(huán)路使用電壓和電流反饋。圖6和圖7所示為示波器測試到的圖形，從中可以看出瞬態(tài)性能的差異非常明顯。兩個(gè)圖中顯示的都是先加載95A階躍負載，然后斷開(kāi)95A負載的情況。
圖6. 電壓模式瞬態(tài)響應(競爭產(chǎn)品)
圖7. 峰值電流
模式瞬態(tài)響應(MAX8810A)不同調節器實(shí)現電壓定位的方式不盡相同。電壓模式下的第二個(gè)電流環(huán)路通?？商峁┛偲骄娏?。該電流按照一定比例，通過(guò)電阻建立一個(gè)偏移電壓，該偏移電壓作用在基準電壓或反饋電壓，需選取適當的阻值以提供適當的負載線(xiàn)電阻。
MAX8809A/MAX8810A采用另一種不同的方法，用一定的增益來(lái)動(dòng)態(tài)設置輸出負載線(xiàn)(圖8)。
圖8. 具有動(dòng)態(tài)電壓定位的峰值電流模式控制(MAX8810A)
誤差電壓計算公式如下所示：
VC = gMV x RCOMP x (VDAC - VOUT)
其中，gMV是誤差放大器的增益，RCOMP是誤差放大器輸出端和地之間的電阻，VDAC是所期望的輸出電壓，VOUT是實(shí)際的輸出電壓。
同樣，PWM比較器反相輸入端上的電壓為：
VC = (IOUT / N) x RSENSE x GCA
其中，IOUT是輸出(CPU)負載電流，N是相數，RSENSE是電流檢測電阻，GCA是電流檢測放大器的增益。
在穩壓狀態(tài)下，這兩個(gè)電壓必須相等，將變量代入并重新整理，可得：
(VDAC - VOUT) / IOUT = (RSENSE x GCA) / (N x gMV x RCOMP)
(VDAC - VOUT) / IOUT是前面定義的負載線(xiàn)阻抗。電流檢測增益(GCA)和誤差放大器跨導(gMV)為IC參數，是恒定常量；參數RSENSE和N則由具體應用決定。因此，通過(guò)選擇恰當的RCOMP值可設置負載線(xiàn)路阻抗，它還用來(lái)設置誤差電壓放大器的增益。
環(huán)路補償
上述MAX8809A/MAX8810A電壓定位技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)在于其簡(jiǎn)易性。用于電壓定位的誤差放大器輸出電阻也可用于環(huán)路補償。電流峰值模式僅需要單極點(diǎn)補償，以便抵消大容量電容及其ESR所形成的零點(diǎn)。MAX8809A/MAX8810A則僅需要增加一個(gè)與電壓定位電阻并聯(lián)的小電容。電壓定位和環(huán)路補償的結合大大減少影響調節器輸出精度的誤差源。
由于電壓模式調制器(控制環(huán)路)和輸出濾波器引入了幾個(gè)極點(diǎn)和零點(diǎn)，其補償更加復雜。電壓模式通常需要III型補償方案，增加了小尺寸電阻和電容的數目。
溫度補償
用電感DCR作為電流檢測元件的缺點(diǎn)是：由于銅線(xiàn)具有正溫度系數，因此DCR會(huì )隨溫度變化。這直接影響了電壓定位和限流保護的精度。
可使用等值、負溫度系數的電阻(NTC)對設計進(jìn)行補償。該NTC通常也是設置負載線(xiàn)阻抗電阻網(wǎng)絡(luò )的一部分，確保輸出電壓與電流比例在工作溫度范圍內穩定。由于NTC在整個(gè)溫度范圍內是非線(xiàn)性的，因此，電阻網(wǎng)絡(luò )必須包括兩個(gè)額外的電阻，在工作溫度范圍內實(shí)現阻抗線(xiàn)性化。
該技術(shù)的缺點(diǎn)是限流電路并未進(jìn)行溫度補償。室溫下確定的限流門(mén)限在高溫下必須按比例增加，以應對增強的電流信號。室溫下，電感和MOSFET必須加大尺寸，以處理限流條件下的最大電流，這會(huì )提高方案成本。
MAX8809A/MAX8810A提供了一項創(chuàng )新技術(shù)，這些調節器也采用NTC，但與電壓定位電路無(wú)關(guān)。器件內部進(jìn)行線(xiàn)性化處理，省去了兩個(gè)外部電阻，經(jīng)過(guò)溫度修正后的電流信息用于內部電壓定位和限流。競爭產(chǎn)品還需要第二個(gè)NTC補償限流，而MAX8809A/MAX8810A則使用同一內部溫度信息實(shí)現VRHOT功能，通過(guò)一個(gè)信號指示電壓調節器是否超出某一特定溫度。因此，用一個(gè)溫度檢測元件實(shí)現了三個(gè)溫度控制功能，大大降低了系統總成本。
結論
本文討論了新型CPU供電的基本要素，包括兩個(gè)常用的解決方案，電壓模式和峰值電流模式，并介紹了每個(gè)方案在大電流、多相電源設計中需要權衡的特定因素。闡述了MAX8809A/MAX8810A核電壓調節器所具備的特性和技術(shù)：可借助RA2技術(shù)實(shí)現峰值電流模式控制，有助于簡(jiǎn)化設計過(guò)程，降低解決方案的總成本。關(guān)于Maxim在臺式PC和服務(wù)器應用方面的其它電壓調節器方案，請參考網(wǎng)站：計算機：臺式機、工作站、服務(wù)器。
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