淺談彩色電視機開(kāi)關(guān)電源的工程設計

2）連續工作方式如果市電電壓升高或者接收負載減輕，這使次級電流i2在Q1的下一次導通到來(lái)之時(shí)仍未下降到零，磁芯仍含有一部分儲能，它會(huì )反映到初級，使此后Q1的每一次導通，相應的初級電流i1及磁通φ都不是從零而是從一個(gè)恒定值開(kāi)始上升。這種工作狀態(tài)叫連續方式，其波形如圖4所示。

圖4 連 續 方 式 波 形

應該指出，根據磁通復位原則，在連續方式中會(huì )存在一個(gè)磁通平衡點(diǎn)φO，在φO的基礎上讓導通時(shí)的磁通增加量Δφ1等于截止時(shí)磁通減少量Δφ2，故有

VDCton=VOtoff

得出

VO=VDC= (10)

由式（10）可知，如果圖1的電路工作在連續方式中，則輸出電壓VO只取決于匝數比NS/NP，時(shí)間比ton/toff以及輸入直流電壓VDC，而和負載RL無(wú)關(guān)。

同樣地，實(shí)際的電源應該象圖3那樣加入反饋電路，那么由式(10)可知，這個(gè)電路的作用應該是當輸入直流電壓VDC升高時(shí)，讓ton減少，或者當VDC減少時(shí)，讓ton升高，以便保持輸出電壓VO不變。

如果將式(8)代入式(10)，則有

VDCton=VNPtoff （11）

由此可進(jìn)一步簡(jiǎn)化式(9)，即截止時(shí)功率管Q1所承受的最大電壓應力可化為

VDSmax=VDCmax＋VO=VDCmax＋VDCmax= (12)

考慮功率管還要承受由變壓器漏電感所引起的電壓尖峰(其值約為0.3VDCmax)。因此實(shí)際VDSmax′應為

VDSmax′=VDSmax＋0.3VDCmax=1.3VDCmax＋(NP/NS)VO (13)

3）實(shí)例

有一29嫉縭踴其最大輸入市電電壓為AC 264V，變壓器NP=32匝，NS=28匝，VO=140V，則由式(13)得出VDSmax′=1.3××264V＋160V=645V。設計時(shí)，對MOSFET管要選擇其VDS耐壓≥VDSmax′的，下面介紹連續方式的輸入、輸出電流與負載功率的關(guān)系。

圖5示出連續方式的初級和次級電流波形。其輸出功率等于輸出電壓乘次級電流脈沖的平均值?，F定義ICSR為次級電流脈沖線(xiàn)性斜坡部分的中點(diǎn)值，故有

PO=VOICSR=VOICSR(1－ton/T) (14)

ICSR= (15)

圖5中的初級電流脈沖線(xiàn)性斜坡部分的中點(diǎn)值ICPR，則由Pi=1.25PO=VDCICPR得

ICPR= (16)

圖5 連 續 方 式 中 的 初 次 級 電 流 臺 階

需要注意的是，連續方式的出現剛好在初級電流斜坡出現臺階的時(shí)候，由圖5可見(jiàn)當ICPR升高到等于斜坡幅度ΔI1P的一半時(shí)，電流臺階開(kāi)始出現，此時(shí)的ICPR在連續方式中是最小的，結合式(16)有

ICPRmin=ΔI1P=

或者

ΔI1P= (17)

上式的tonmax可由式(11)在給定的最小VDCmin下求出。又因ΔI1P=(VDCmin)ton/LP故有

LP== (18)

利用式(10)～(18)，可以計算工作于連續方式下的反激型變換器各相關(guān)參數值。需要指出的是，分別按二種方式來(lái)設計反激型變換器，會(huì )得出很不同的結果。例如文獻[1]曾使用不連續與連續兩種工作方式分別設計一個(gè)工作于50kHz的DC/DC反激變換器，假定其輸入DC電壓為38V，輸出5V，輸出功率為50W，則對初級電感LP以及初次級電流會(huì )得出如下表1所示的很不同結果。

表1 不同工作方式下的反激型變換器設計比較

4）兩種工作方式的比較

由表1可見(jiàn)反激型變換器的兩種工作方式會(huì )有很不同的運行特性。不連續方式的優(yōu)點(diǎn)是對負載電流或輸入電壓的突然變化反應迅速，這使相應的輸出電壓的瞬時(shí)改變較小。但其缺點(diǎn)是次級峰值電流為連續方式的2～3倍（相對于同一個(gè)輸出電流平均值而言）。因此在開(kāi)關(guān)管截止之初，不連續方式會(huì )有一個(gè)較大的瞬態(tài)輸出電壓尖峰，這將要求一個(gè)較大的LC濾波器去消除它。在開(kāi)關(guān)管截止之初形成的過(guò)大的次級峰值電流同時(shí)引起RFI問(wèn)題。即便對于中功率輸出，由于進(jìn)入輸出母線(xiàn)電感的di／dt值很大，它在輸出地線(xiàn)上生成很?chē)乐氐脑肼暭夥?。由于不連續方式的次級電流有效值比連續方式高出近兩倍，這就要求次級導線(xiàn)線(xiàn)徑較大以及有一個(gè)紋波電流額定值較大的輸出濾波電容。同時(shí)次級輸出整流二極管也必須耐受高的溫升。另外初級峰值電流也大于連續方式的兩倍，如圖2所示，在電流平均值相同的情況下，不連續方式的三角形電流波形其峰值顯然比連續方式的梯形波形的峰值為高。其結果就要求不連續方式的開(kāi)關(guān)管有較高的電流額定值，造成成本增加。同樣，較高的初級電流也會(huì )帶來(lái)嚴重的射頻干擾（RFI）問(wèn)題。

盡管不連續方式有這么多缺點(diǎn)，但實(shí)用上絕大多數電源都設計為這種方式，這是因為：第一，不連續方式要求初級電感較小，這使它對輸出負載電流或輸入電壓的突變響應迅速，使相應的瞬間輸出電壓ΔVO變化幅度不大（0.2V以下）；第二，連續方式雖有較低的初、次級電流，這無(wú)疑是個(gè)優(yōu)點(diǎn)，但它卻需要很大的LP，并使其傳遞函數有一個(gè)右半相平面零點(diǎn)，容易造成閉環(huán)電路的不穩定。因此作為一般用途的開(kāi)關(guān)電源，是較少人選用連續方式的。但作為彩電開(kāi)關(guān)電源由于其輸入電壓變化范圍大，往往在電壓低端按不連續方式設計，但到了電壓的中高端，電路仍不可避免地進(jìn)入連續方式，此時(shí)變換器對負載電流的突然變化（例如圖像亮度，音量突變等）響應慢，VO的瞬時(shí)變化ΔVO加大（約0.2～0.5V），直接影響行輸出級變壓器各繞組輸出電壓的改變，幸虧由于顯像管束電流量與陽(yáng)極高壓等是同時(shí)加大（減?。┑?，束電流射到屏幕上會(huì )減弱陽(yáng)極高壓的變化，如果調整合適就能消除因ΔVO所帶來(lái)的對圖像抖動(dòng)的大部分影響，當然此時(shí)我們要注意把反饋環(huán)路中的誤差放大器帶寬調整得窄一些，以便讓此類(lèi)變換器能穩定地工作。