新型綠色能效D類(lèi)音頻放大器設計應用
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2．1 Deadtime(死區校正)
全橋MOSFET管輪流成對導通，理想狀態(tài)一對導通，另一對截止，但實(shí)際上功率管的開(kāi)啟關(guān)斷有一個(gè)過(guò)程。過(guò)渡過(guò)程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹底關(guān)斷時(shí)IN2／IN4就已開(kāi)始導通；因MOSFET全部跨接于電源兩端，故極端的時(shí)間內，可能會(huì )有很大的電壓電流同時(shí)加在4個(gè)MOSFET上，導致功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。為避免兩對MOSFET同處導通狀態(tài)，引起有潛在威脅的很大短路電流，應保證一對MOSFET導通和另一對MOSFET截止期間有一個(gè)很短的停滯死區時(shí)間(Dead-time)，這個(gè)時(shí)間由Logic邏輯控制器控制，以有效保證一組MOSFET關(guān)斷后，另一組MOSFET再適時(shí)開(kāi)啟，減小MOSFET損耗，提高放大器效率。
但Deadtime設置不當，將出現如下問(wèn)題：
(1)輸出信號中將產(chǎn)生毛刺，造成電磁干擾，也即死區時(shí)間內，IN1／IN3都關(guān)斷。完全失控的輸出電壓將受到圖6(a)中體二極管電流的影響(體二極管電流的形成，參見(jiàn)下文EMI節)，輸出波形中將出現毛刺干擾。
(2)Deadtime過(guò)大，輸出波形中出現的毛刺包含的能量將持續消耗在體二極管中，以熱能形式消耗能量，嚴重影響芯片工作穩定性和輸出效率。
(3)Deadtime過(guò)長(cháng)，影響放大器線(xiàn)性度，造成輸出信號交越失真，時(shí)間越長(cháng)，失真越嚴重。
2．2 EMI(Electro-Magnetic InteRFerence)
EMI主要由MOSFET體二極管反向恢復電荷形成，具體產(chǎn)生機理如圖6所示。
第一階段，MP1-MOSFET導通，有電流流過(guò)MOSFET和后級LPF電感；第二階段，全橋進(jìn)入Dead-time期間，MP1本身關(guān)斷，但其體二極管依然導通，保證后級電感繼續續流；第三階段，Deadtime期結束，MN1導通瞬間，若MP1體二極管存儲的剩余電荷尚未完全釋放，則瞬間釋放上一次導通期間未釋放的存儲電荷，導致反向恢復電流激增，此電流趨向于形成一個(gè)尖脈沖，最終體現在輸出波形上，如圖6(b)所示。因此，輸出頻譜會(huì )在開(kāi)關(guān)頻率以及開(kāi)關(guān)頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對外形成EMI。
為抑制EMI，以降低輸出方波頻率，減緩方波頂部脈沖為目的，將一些內部EMI消除電路新技術(shù)應用于新產(chǎn)品中：
(1)Dither。擴展頻譜技術(shù)，即在規定范圍內，周期性調整三角波采樣時(shí)鐘頻率，基波和高次諧波避開(kāi)敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；
(2)增加主動(dòng)輻射限制電路，輸出瞬變時(shí)，主動(dòng)控制輸出MOSFET柵極，以避免后級感性負載續流引起高頻輻射。
2．3 印制板PCB布局設計規則
(1)因輸出信號含大量高頻方波，需將加入的低失真、低插入損耗LC濾波電容和鐵氧體電感低通濾波器件緊密靠近功放，將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，以降低瞬態(tài)EMI輻射。
(2)因輸出電流大，音頻輸出線(xiàn)徑要寬，線(xiàn)長(cháng)要減短，故需降低無(wú)源電阻RP和濾波器電阻RF，提高負載電阻RL比值，提高輸出效率。
(3)PCB底部是熱阻最低的散熱通道，功放底部裸露散熱銅皮面積要大，應盡可能在敷銅塊與臨近具有等電勢的引腳以及其他元件間多覆銅，裸露焊盤(pán)相接的敷銅塊用多個(gè)過(guò)孔連接到PCB板背面其他敷銅塊上，該敷銅塊在滿(mǎn)足系統信號走線(xiàn)要求下，應具有盡可能大的面積，以保證芯片內核通過(guò)這些熱阻最低的敷銅區域有最佳散熱特性。
(4)大電流器件接地端附近，多加過(guò)孔，信號若跨接于PCB兩層間，多加過(guò)孔提高連接可靠性，降低導通阻抗。
(5)信號輸入端元件焊盤(pán)和信號線(xiàn)與輸出端保持適當間距，關(guān)鍵反饋網(wǎng)絡(luò )器件置放在輸入／輸出PCB布局模塊中間，防止輸出端EMI幅射影響輸入端小信號。
(6)地線(xiàn)、電源線(xiàn)遠離輸入／輸出級，采用單點(diǎn)接地方法。
3 基于上述要素的綠色能效D類(lèi)功放TFA9810T設計應用
3．1 TFA9810T內部結構
TFA9810T是NXP公司推出的雙通道額定輸出2×12 W的高效Class-D類(lèi)功放，主要由兩組全橋功率放大器(Full-Bridge)、驅動(dòng)前端、邏輯控制、OVP／OCP／OTP等保護電路、全差分輸入比較器、供電模塊等構成，如圖7所示。
其具備如下特點(diǎn)：可取消散熱器，有很高的可靠性，8～20 V單電源供電，外部增益可調，待機節能狀態(tài)的供電電流為微安級，耗能很小等。非常適合應用于平板類(lèi)電視產(chǎn)品、多媒體系統、無(wú)線(xiàn)音頻領(lǐng)域。
3．2 模擬輸入級設計
TFA9810T輸入端采用可抑制共模干擾的全差分輸入電路。以圖8 AMP-Rin輸入端為例，RA128／RA133／CA139構成負反饋低通濾波器，用于衰減反饋信號中高頻載波成分。增加低頻成分反饋量，特別是直流成分。有效改善了零輸入時(shí)因輸入信號直流電平與比較器門(mén)限電壓差異形成的占空比誤差，調整RA128也可實(shí)現TFA9810T增益控制，使Au(dB)=20log(VOUT／VIN)≌20log(RA128／RA132)。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T內阻構成高通濾波器，用于對輸入信號的緩沖。若CA153容值過(guò)小，會(huì )影響低頻響應，理論確定公式為：
本設計取值1 μF，確定低端頻率為16 Hz，若該頻率定得太高，低端輸入電抗(如在20 Hz)會(huì )太大，可能導致輸出端較大噪聲和直流偏移噪聲(plop-noise)。反饋信號與經(jīng)過(guò)緩沖的輸入音頻比較后，通過(guò)RA133進(jìn)入TFA9810T進(jìn)行PWM調制。為避免圖8中Rin／Lin輸入信號頻率因半導體非線(xiàn)性產(chǎn)生和頻和差頻，導致輸出端出現嘯叫聲，則通過(guò)調整電容CA123／CA145，將兩路載波頻率調差50 kHz左右。本設計中將取CA123=22 pF，CA145=47 pF，實(shí)現了Rin／Lin載頻相差50 kHz。
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