在開(kāi)關(guān)模式電源應用中使用電流傳感器

常見(jiàn)的控制方案，像電流模式控制和峰值電流限制，在沒(méi)有傳統交流電流傳感器提供實(shí)時(shí)信息的條件下是不可能實(shí)現的。設計師通常使用變壓器、運算放大器和無(wú)源分立元件來(lái)實(shí)現這些傳感器，盡管市場(chǎng)上有許多單芯片解決方案。他們堅持使用分立電路設計方案有許多原因，包括成本和/或性能，同時(shí)也在期待有更好的單芯片交流電流傳感器方案出現。不過(guò)迄今為止，他們看到的還只是在已有老技術(shù)上的少量改進(jìn)。

什么因素最重要？

對于一個(gè)成本壓力很大的電源系統來(lái)說(shuō)，設計師的需求一覽表中首先是成本，所以交流電流傳感器的安裝成本必須具有吸引力(安裝成本指的是傳感器自身成本再加上外圍元器件成本，以及額外的制造成本，比如校準等)。第二項是通過(guò)將電流檢測通道上的功率損耗降到最小來(lái)提高效率的低阻值有效串行電阻(ESR)，這在負載點(diǎn)(POL)調節器這類(lèi)大電流設備中尤其重要，因為每增加一個(gè)毫歐的ESR都會(huì )引起高達1%的效率下降。在成本和效率之外，還要求體積小，這對于安裝到電路板上的電源模塊來(lái)說(shuō)是一個(gè)關(guān)鍵要求。其他方面的考慮還包括高精度(可以簡(jiǎn)化或省去系統內部校準)、足夠高的隔離電壓(在A(yíng)C/DC轉換器中這是一個(gè)重要考慮因素)，還有就是用于高頻系統應用的寬工作帶寬。

傳感器種類(lèi)

可用的電流檢測解決方案可以被分為兩大類(lèi)：即單芯片方案和分立電路方案，如表1所示。

電流傳感放大器通過(guò)測量一個(gè)小值串聯(lián)電阻上的電壓產(chǎn)生一個(gè)代表電流的電壓信號。很顯然，該電阻將產(chǎn)生功耗，并且該功耗隨著(zhù)電流的增加而增加，而為了限制噪聲，放大器帶寬通常較窄。這些特性使得該技術(shù)最適于小電流直流系統和低頻交流系統，而不適合那些高頻和大電流開(kāi)關(guān)模式設備。

霍爾效應和磁阻(MR)器件是通過(guò)檢測有電流流過(guò)的電感器產(chǎn)生的磁場(chǎng)來(lái)工作的，因此產(chǎn)生的功耗要低得多。但這些器件的工作帶寬較窄，體積大，成本高，而且輸出信號小，噪聲大，還有偏移和溫度誤差，這些都降低了測量的精度。

顧名思義，電流變壓器(CT)的工作原理是將流經(jīng)初級線(xiàn)圈的電流反映到次級，再在次級通過(guò)一個(gè)外部負載電阻轉換成電壓。CT已被廣泛接受，因為它們需要的外圍元件最少，工作穩定，提供固有的高隔離度，而且便宜。不過(guò)體積較大，功率損耗相對較高，有時(shí)還需要額外的電路進(jìn)行磁芯復位。許多小型CT還是手工繞制的，因而存在機械完整性問(wèn)題，例如抽頭間隔一致性差。

低端FET和DCR檢測電路都是檢測電路中已經(jīng)存在的電阻上的電壓，因此實(shí)際上它們自身并不會(huì )帶來(lái)什么損耗。在DCR檢測方案中，輸出濾波器上的RC電路使得這種組合電路看上去像是電阻。連接到這個(gè)“虛擬電阻”上的放大器測量電流的方式與前面所述的串聯(lián)電阻/檢測放大器方案是一樣的。與DCR類(lèi)似，低端FET檢測方案也是檢測電阻上的電壓，不過(guò)是采用低端電阻RDS(ON)作為檢測電阻。雖然這兩種方法都需要較多的通用運算放大器和無(wú)源器件，但在目前最低成本和最低損耗的系統中仍有使用。這些方案不利的一面是，安裝體積大，有時(shí)還需要額外的系統校準成本來(lái)解決高測量誤差-有時(shí)誤差高達40%。

表1：相關(guān)交流電流傳感器比較一覽表。

面對這些含糊不清的技術(shù)分類(lèi)，設計師必須嚴格地區分電流傳感器的好壞，然后選擇能夠達到目標的最佳方案。盡管有足夠多的交流電流檢測解決方案涌現，但許多設計還不是最佳方案，需要進(jìn)一步優(yōu)化，至少目前為止是這樣。

絕佳的新方案

圖1所示的單向電流傳感器是一個(gè)最佳的、低成本、高效率、體積小的交流電流傳感器，并且還具有許多其他優(yōu)點(diǎn)。

圖1：Si85xx單向交流傳感器方框圖。

圖1中，傳感器由一個(gè)金屬嵌片和封裝在一個(gè)小型(4x4x1mm)QFN封裝中的硅裸片組成。嵌片和片上精選線(xiàn)圈一起構成一個(gè)耦合電感器，因此流經(jīng)嵌片的交流電流感應出的電壓等于電流的一階導數(即v=Lm di/dt)。然后片上的信號處理電路執行一個(gè)有限積分運算，產(chǎn)生一個(gè)與流經(jīng)嵌片的電流成正比的實(shí)時(shí)信號。該信號再經(jīng)過(guò)片上的溫度補償器和增益級電路進(jìn)一步調整。最后的結果是一個(gè)滿(mǎn)刻度為2V、噪聲非常低的溫補電流信號。

這種令人迷惑的簡(jiǎn)單架構卻能提供許多傳統電流檢測技術(shù)無(wú)法提供的優(yōu)點(diǎn)。例如，通過(guò)使用標準CMOS處理技術(shù)和半導體封裝實(shí)現了極低的成本，這兩種技術(shù)使得該架構的成本可能比CT的安裝成本還有競爭力，而且還有更高可靠性和更小體積等附加優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)還實(shí)現了較低的損耗，這是因為嵌片在電流檢測通道中僅僅增加了1.3mΩ的串聯(lián)電阻和2nH的串聯(lián)電感。還有一個(gè)附加的優(yōu)點(diǎn)，就是通過(guò)對積分操作進(jìn)行平均，將輸出噪聲減到了最小，從而節省了外部RC濾波器的成本和空間。它甚至還能抑制變壓器耦合設計中的邊沿噪聲，從而無(wú)需邊沿消隱。圖2和圖3分別通過(guò)將未濾波的輸出比作(在低值傳感電阻上使用差分探頭)測得的電流和CT電路(CT、二極管和RC濾波器)來(lái)展示了低噪聲原理。在兩種情況下，交流電流傳感器都幾乎沒(méi)有噪聲。

圖2：Si85xx輸出與檢測電阻的關(guān)系。

圖3：Si85xx輸出與CT輸出的關(guān)系。

如何實(shí)現這一新技術(shù)

使用這種電流傳感器的方法非常簡(jiǎn)單。連接傳感器使得電流從IIN流到IOUT端。反向電流(即從IOUT流到IIN的電流)將導致零輸出，因此不會(huì )損壞器件。

上面提及的有限積分要求在每個(gè)電流測量周期之前將積分器復位。實(shí)現的方法是將現有的門(mén)控信號連接到復位輸入端(R1CR4)。積分器復位的標準很簡(jiǎn)單：在電流測量后復位必須立即開(kāi)始，而在下一次測量前必須結束。對于額定的精度，復位事件最少要持續250nS。

片上積分器復位邏輯具有足夠的靈活度，允許這種電流傳感器能夠與任意的電源系統拓撲一起使用。圖4所示的是用于單輸出Si850x的復位電路。這些器件通?？梢杂糜诓淮嬖谧儔浩鞔磐ㄆ胶饪刂茊?wèn)題的相對簡(jiǎn)單一些的應用(如降壓和升壓電路)中。

圖4：Si850x復位邏輯方框圖。

如圖4所示，當TRST輸入被連接到VDD時(shí)，積分器復位可以受R1和R2上的信號的實(shí)時(shí)控制。為了滿(mǎn)足高頻或/和高占空比應用，可以將TRST通過(guò)定時(shí)電阻RTRST連接到地來(lái)縮短復位時(shí)間。在這種情況下，復位的啟動(dòng)由R1和R2觸發(fā)，持續時(shí)間則由RTRST決定。在較高速度的操作時(shí)，允許用戶(hù)對傳感器精度進(jìn)行調整。

這意味著(zhù)這些產(chǎn)品適用于更復雜的拓撲架構，例如控制或監視變壓器磁通平衡非常重要的全橋應用。這種復雜的復位邏輯(圖5)是圖4所示電路的一個(gè)超集。

圖5：Si851x復位邏輯。

正如圖中所示的那樣，有三種復位算法可以選擇：即XOR、XNOR或AND/OR，選擇依據則取決于MODE狀態(tài)和R4輸入。需要重申的是，復位事件可以由復位輸入單獨決定，或由復位輸入進(jìn)行觸發(fā)，并由前面所述的RTRST來(lái)定時(shí)?？傊?，RESET1適用于升壓、隔離式和非隔離式降壓以及其他相對簡(jiǎn)單的拓撲，RESET2一般用于推拉應用，而RESET3適合全橋應用。

應用實(shí)例

圖6所示的是前面提到的用于簡(jiǎn)單同步降壓轉換器的電流傳感器，當Q1接通時(shí)對電流進(jìn)行測量。同步FFT(Q2)出來(lái)的門(mén)控信號用于積分器復位，因為要確保復位事件不與電流測量周期相重疊。

圖6：同步降壓轉換器中的Si850x。

還需注意，復位輸入R2應接地，這樣當R1為高阻時(shí)，能夠使(XOR)門(mén)(圖4)的輸出觸發(fā)復位啟動(dòng)。定時(shí)電阻RTRST用于設定圖6時(shí)序圖所示的復位事件周期(tR)。

復位信號最好來(lái)自驅動(dòng)器輸入，因為增加的驅動(dòng)器和晶體管時(shí)延能夠提供額外的時(shí)序余量。但是在帶有集成驅動(dòng)器的控制器中是無(wú)法訪(fǎng)問(wèn)驅動(dòng)器輸入信號的，故必須用驅動(dòng)器輸出信號來(lái)復位。在這種情況下，復位輸入端通常需要一個(gè)分壓器將驅動(dòng)器輸出的擺幅限制到Si85xx VDD范圍內。

圖7所示是一個(gè)相移調制的全橋應用，使用了一個(gè)工作在乒乓模式的電流傳感器。乒乓模式能使一個(gè)單電流傳感器代替兩個(gè)CT(通常用來(lái)監視變壓器磁通平衡)。乒乓輸出模式將橋的各臂上的電流信號送到分開(kāi)的各個(gè)輸出端。

圖7：相移全橋應用中的Si851x(乒乓模式)。

如圖所示，被測電流在Q1和Q4接通時(shí)流到OUT2，而當Q2和Q3接通時(shí)流到OUT1。在電流循環(huán)相位期間(即當Q1和Q2接通或Q3和Q4接通時(shí))，積分器復位。工作頻率相對較低的全橋允許足夠的復位時(shí)間，因此TRST連到VDD，使得復位時(shí)間成為R1-R4狀態(tài)的函數。

擴展滿(mǎn)刻度范圍

許多應用要求大于20A的滿(mǎn)刻度范圍，這可以利用一個(gè)簡(jiǎn)單的電路板版圖技巧來(lái)實(shí)現(圖8)。

左圖為安裝在電路板上的電流傳感器的“x射線(xiàn)圖”。這是一種標準的安裝方法，在載流導體中有一間隙，該間隙通過(guò)電流傳感器中的金屬嵌片橋接起來(lái)，從而允許全部被測電流流過(guò)嵌片。右圖中增加了一個(gè)與嵌片平行的小電流旁路線(xiàn)，它們構成一個(gè)分流器，旁路線(xiàn)的寬度和厚度則決定了分流比。例如，一個(gè)1mm寬的旁路線(xiàn)能將從嵌片上分流足夠的電流，使Si85xx的滿(mǎn)刻度增加1.8倍，達到36A。

圖8：利用電流旁路線(xiàn)來(lái)擴展滿(mǎn)刻度范圍。

本文小結

交流電流傳感器常用于開(kāi)關(guān)模式電源應用。傳統的交流電流傳感器設計折中重點(diǎn)圍繞著(zhù)選擇“最簡(jiǎn)捷的設計方法”。但是，本文所描述的交流電流傳感器以巧妙的方法應用了基本技術(shù)，最終形成的傳感器性能超出了設計者的預期。它具有很多重要的優(yōu)點(diǎn)：性?xún)r(jià)比高，損耗低，體積小，帶寬寬，精度高，還提高了系統集成度(特別是在全橋應用中)，并且噪聲低，靈活度高，能夠應用于50kHz到1.2MHz的開(kāi)關(guān)模式系統。它將是21世紀電源應用中最佳的交流電流傳感器解決方案……它還將是最通用的電流傳感器！