基于A(yíng)D8349的無(wú)線(xiàn)直接變頻發(fā)射機設計與實(shí)現

關(guān)鍵詞：直接變頻 幅相不平衡 發(fā)射機AD8349

引言

無(wú)線(xiàn)發(fā)射機的體系結構長(cháng)期由超外差式所主載。隨著(zhù)半導體工藝技術(shù)的進(jìn)步和對移動(dòng)通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于正交調制的直接正交上變頻技術(shù)DQUC（direct quadrature up-conversion）得到了迅速發(fā)展。它能夠直接將基帶信號搬移到射載頻并消除無(wú)用的邊帶信號，以實(shí)現單邊帶調制。其突出優(yōu)點(diǎn)是不要中頻放大、濾波、變頻等電路，同時(shí)放寬了對變頻器后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機的體積、重量、功耗和成本。但這項技術(shù)也存在很多缺點(diǎn)，如正交調制信號和正交本振信號相位和幅度的不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此導致嚴重的邊帶和本振泄漏。

1 DQUC的邊帶和本振信號泄漏分析

典型的DQUC無(wú)線(xiàn)發(fā)射機的功能框圖如圖1所示，其中I（t）和Q(t)是正交基帶調制信號，fLO是射頻本振信號，fRF(t)是已調射頻信號。電路工作時(shí)，fLO先經(jīng)分相器移相產(chǎn)生正交本振信號fLO_I(t)和fLO_Q(t)，然后分別與正交基帶信號I（t）和Q(t)相乘后作代數（加或減）運算，低消無(wú)用邊帶信號，輸出想要的邊帶信號fRF(t)，從而實(shí)現單邊帶調制。

理想情況下，正交調制信號I（t）,Q(t)是正交本振信號fLD_I(t),fLD_Q(t)的幅度和相位分別完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個(gè)理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問(wèn)題。但在實(shí)際情況下，I(t)、Q(t)和fLO_I(t),fLO_Q(t)信號總是存在幅度和相位的平衡及直流偏移誤差。為了便于分析問(wèn)題，假設實(shí)際的I（t）,Q(t)和fLD(t),fLO_Q(t)信號分別為

式中，G，ψ，D分別為I（t）和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差；A，θ，E分別為fLO_I(t)與fLD_O(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。理想情況下，A=G=1；ψ=θ；D=E=0。

DQUC的輸出信號fo(t)可表示為

是泄漏的下邊帶無(wú)用信號fLSB(t),Dacos(ωct+θ)是泄漏的本振信號，Egcos(ωt+θ)+是輸出的低頻分量，通過(guò)BPF濾除。顯然，fRF(t)主要包括fHSB(t)、fLSB(t)和Dacos(ωct+θ)。下面著(zhù)重對邊帶與本振泄漏問(wèn)題進(jìn)行討論。

2 無(wú)用邊帶和本振泄漏

由上文中的fo(t)公式可知，泄漏的無(wú)用邊帶信號fLSR(t)為

可調節A值，使AG→1，則有

泄漏的本振信號fc(t)為

fc(t)=DAcos(ωct+θ)≈Dcos(ωct+θ) (7)

顯然，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信號存在的直流偏移引起的。因此，在電路設計時(shí)，I(t)和Q(t)信號傳輸最好采用交流耦合，以減小或消除直流偏移，從而減小或消除本振信號的泄漏。當然，電路中的EMC和CMI如果未得到很好的解決，也會(huì )引起較嚴重的本振泄漏。

3 DQUC的邊帶抑制能力

DQUC的邊帶抑制能力通常用邊帶功率抑制比（PSPR）來(lái)定量表示，也就是楊要的邊帶信號功率和需要抑制的無(wú)用邊帶信號功率的比值，即

考慮到正交本振信號是由正交調制器內部的分相網(wǎng)絡(luò )產(chǎn)生的，其正交相位差ψ很小，近似等于0，所以，上式可以簡(jiǎn)化為

用MATLAB軟件對上式進(jìn)行計算分析，可以得出PSPR，AG和ψ→1，正交相位誤差ψ→0，即幅度和相位趨向平衡時(shí)，PSPR很大，當AG逐漸偏離1，ψ逐漸偏離0，即幅度和相位的不平衡度增大時(shí)，PSPR急劇下降；當AG→0.9, ψ→10時(shí)，PSPR僅有二十幾個(gè)dB，邊帶泄漏已非常嚴重。顯然，DQUC對正交調制信號（包括正交本振信號）幅度和相位平衡度的要求非常嚴格。

在實(shí)際電路中，AG的調節較為方便，通過(guò)嚴格地調制可以使AG→1。但由于現有集成電路工藝水平的限制和電路布線(xiàn)、布局的影響，把正交相位誤差限制在2以?xún)纫逊浅＠щy。即在實(shí)際電路優(yōu)化設計時(shí)，保證PSPR≥35dB比較困難。

4 直接變頻發(fā)射機設計

直接變頻發(fā)射機的結構如圖3所示。直接變頻發(fā)射機直接正交上變頻調制器、高穩定度本振和功率放大器三部分組成。圖中的I[9：0]和Q[9：0]是二路正交數字基帶信號，經(jīng)過(guò)高速雙通道TxDACAD9763變?yōu)槟MI/O信號。模擬I/O信號分別通過(guò)脈沖成形和抗碼間干擾升余弦根低通濾波后送入直接正交上變頻器AD8349，被直接調制到射頻載波上并送入后級射頻功率放大器放大，最終通過(guò)天線(xiàn)輻射。AD8349是ADI公司最新推出的高性能0.7～2.7GHz直接正交上變頻器，調制帶度高達160MHz。

直接變頻發(fā)射機對無(wú)用邊帶和本振泄漏的抑制能力除了與I(t)、Q（t）和fLO_I(t)、fLO_Q(t)信號的相位和幅度的不平衡度及其直流偏移有關(guān)外，還與PCB的板材、電路及其參數的優(yōu)化設計、布局、布線(xiàn)等因素有很大的關(guān)系。另外，在直接變頻發(fā)射機中，由于PA輸出信號的頻率和本振信號的頻率非常接近，所以往往會(huì )反串到本振鎖相環(huán)路中，對VCO輸出信號的頻率產(chǎn)生很強的牽引作用，引起本振信號頻率的偏移。為了抑制無(wú)用邊帶和本振泄漏，主要采取了以下幾項優(yōu)化設計措施。

（1）I（t）、Q（t）信號傳輸采用差分線(xiàn)與交流耦合方式，消除了I(t)、Q（t）信號之間的直流偏移誤差。

（2）利用外接線(xiàn)性可變電阻器調節AD9763內二個(gè)DAC的電流源的電流幅度比，也就是間接調節I（t）和Q（t）信號的幅度比A，以此去補償正交本振信號的幅度比G的偏差，使AG→1，從而減小正交調制信號和本振信號的幅度不平衡度。

圖3

（3）對正交相位誤差的校正采取的措施是DAC后的抗碼間干擾低通濾波器LPF選用配對的集成電路，因其具有很好的相位和幅度匹配特性。其次，I（t）和Q（t）信號的布局和布線(xiàn)采用了對稱(chēng)或差分結構，基本上可以把I(t)和Q（t）信號的正交相位誤差限制在2之內。另外，AD8349內的本振信號分相器也存在一定的相位誤差，因此，在電路實(shí)際調試過(guò)程中，可以將二個(gè)LPF的互換，用正交調制信號的相位誤差對消正交本振信號的相位誤差。

（4）采用諧波法產(chǎn)生本振信號，即VCO輸出信號的頻率為本振信號的2倍，然后對其進(jìn)行2分頻，這樣就可以使RF信號的頻率和VCO輸出信號的頻的頻率上錯開(kāi)，從而解決了PA信號對VCO可能造成的頻率牽引問(wèn)題。

（5）由于DQUC的本振輸入信號和RF輸出信號的頻率通常都很高（1GHz以上），所以，本振信號輸入端采用了50Ω微帶線(xiàn)和傳輸線(xiàn)變壓器，以實(shí)現阻抗匹配和不平衡與平衡變換；RF信號的輸出采用50Ω微帶線(xiàn)和SMA接頭，以實(shí)現阻抗匹配和射頻信號接口。

圖4

5 直接變頻發(fā)射機的測試結果

直接正交上變頻調制器的測試頻譜如圖4所示。測試結果如下所述。

基帶I，Q信號：28bit/1.2288Mcps；中頻頻率：1570MHz；邊帶抑制比：-35.05dBc；載波泄漏：-36dBc;鄰道干擾抑制比：優(yōu)于-41dBc。

功率放大器指標如下：

最大輸出功率：33dBm；諧波：小于-600dBc；效率：20%。

直接正交上變頻調制器和RF功率放大器聯(lián)調的測試頻譜如圖5所示。測試結果如下所述。

最大輸出功率：33.3dBm@1570MHz（測試時(shí)外加衰減15.7dB）；載波泄漏：-37dBc；鄰道抑制比：-41.92dBc@2.5MHz。

圖5

6 結束語(yǔ)

DQUC對調制信號和本振信號的正交性標很高，對其幅度和相位失真非常敏感，如果解決不好，將會(huì )引起嚴重的邊帶和本振泄漏。本文定量分析和仿真了DQUC的調制信號和載波信號幅度和相位失真與邊帶和本振泄漏之間的關(guān)系，并針對性地提出了幾項具體的解決措施。同時(shí)利用DQUC研制了可用于發(fā)射AM、QAM、2BPSK、QPSK和GSM、CDMA、WCDMA等多模式信號的小型化發(fā)射機。該發(fā)射機與傳統發(fā)射機相比，體積和重量大大減小，非常適合用于移動(dòng)通信設備和微小型武器系統。