3GHz～5GHz CMOS超寬帶低噪聲放大器設計

超帶寬UWB(Ultra-Wideband)技術(shù)具有抗干擾能力強、傳輸速率高、帶寬極寬、功耗傳輸低等優(yōu)勢，近年來(lái)已成為國內外的研究熱點(diǎn)，并在短距離傳輸、高速無(wú)線(xiàn)LAN和成像處理等領(lǐng)域得到了廣泛應用[1]。不論在傳統的無(wú)線(xiàn)接收結構還是在UWB接收系統中，低噪聲放大器LNA(Low- Noise Amplifier)作為射頻前端的關(guān)鍵器件，有著(zhù)至關(guān)重要的作用。其可在盡可能低地引入額外噪聲的情況下放大微弱信號，同時(shí)具有良好的噪聲性能、合理的平坦增益、良好輸入輸出匹配程度和較高的線(xiàn)性度等特性。

在傳統的UWB LNA設計中，一般采用分布式和并聯(lián)電阻反饋式技術(shù)。分布式技術(shù)具有較好的寬帶特性和輸入匹配特性，但功耗和芯片面積較大，并且噪聲系數NF(Noise Figure)較高。而反饋式技術(shù)的額外電阻會(huì )導致噪聲性能的惡化，因此不太適合LNA設計。濾波器匹配結構是目前較流行的UWB LNA結構，其擁有良好的增益平坦度和較優(yōu)的噪聲性能等優(yōu)點(diǎn)，而窄帶PCSNIM結構的NF、輸入輸出阻抗匹配和功耗等指標性能較好。因此，本文設計思路是在窄帶PCSNIM LNA的輸入輸出端引入高階帶通濾波器，這樣既保證了噪聲性能、阻抗匹配和功耗等指標不被惡化，更能拓展系統的寬帶。實(shí)驗結果表明，此方案取得了不錯的效果。

1 超寬帶低噪聲放大器(UWB LNA)的提出

UWB LNA的電路如圖1所示，其中I_DC、M3和R1構成偏置電路，I_DC提供穩定的偏置電流，其值為60 μA。晶體管M1與M3在直流工作時(shí)形成電流鏡;電阻R1可減少偏置電路對輸入的影響并補償M3管的柵源極電容(Cgs)效應，其取值為3 000 Ω;NMOS型的 M1管源極接源簡(jiǎn)并反饋電感Ls，構成去耦電路，以降低系統Q值和系統功耗;附加電容Ce可優(yōu)化噪聲系數和Ls值，從而減少系統的芯片面積;分立元件 L1、L2、L3、C1和C0構成五階T型LC濾波網(wǎng)絡(luò )，以拓展輸入匹配網(wǎng)絡(luò )的寬帶; M2提供良好的反向隔離度，并能有效抑制M1管的Miller效應;為折中考慮噪聲性能和功耗等指標，需合理選擇M1和M2管的柵寬，一般取M1和M2尺寸相同(為80 μm); M1和M2的級間匹配由Lm和Cm構成，能彌補電容Ce引起的增益下降，并可適當優(yōu)化電路的噪聲性能;M2漏端L4、Rd和C2形成并聯(lián)低Q值負載結構，以提高輸出網(wǎng)絡(luò )匹配程度和減少輸出回波損耗。此外，電阻Rd還可提高電路的穩定度; C3、C4、C5、L5和L6構成五階T型LC濾波網(wǎng)絡(luò )，具有擴展輸出帶寬和選頻的功能。

2 理論分析

圖 2為典型的窄帶PCSNIM LNA電路結構。簡(jiǎn)并電感LS值在不是很大情況下，能較容易地實(shí)現噪聲和輸入阻抗的同時(shí)匹配，并能降低系統的功耗。然而LS不能太大，否則會(huì )導致電路噪聲系數的惡化。為解決功耗和噪聲性能相互矛盾的問(wèn)題，可在晶體管M1的柵源極并聯(lián)一附加電容Ce。LS和最小噪聲系數表達式如下：

其中，c為柵-漏極噪聲的相關(guān)系數;δ為與工藝相關(guān)的噪聲參數，且δ=2γ;ωT為特征頻率，取決于CMOS工藝而與晶體管尺寸無(wú)關(guān);Ct=Ce+Cgs，Cgs≈(2/3)WLCOX。由式(2)可以看出，最小噪聲系數表達式不包含Ce，說(shuō)明額外電容Ce并沒(méi)有惡化LNA的噪聲性能，且與電感LS成反比，從而達到穩定噪聲因子Fmin的目的。

在理想的輸入阻抗匹配條件下，UWB LNA電壓增益Av與Ct的平方根成反比，說(shuō)明引入Ce后，系統的增益會(huì )隨之降低。由于M1的輸出阻抗和M2的輸入阻抗都呈容性[2]，為解決Ce所引起的電壓增益下降的問(wèn)題，可在晶體管M1和M2之間引入一并聯(lián)電感Lm和電容Cm，級間匹配如圖3所示，電感Lm和電容Cm與Cgs2(M2柵源極寄生電容)、Cgd1(M1柵漏極寄生電容)諧振，抵消Cgd1所引起的M1輸出容抗與Cgs2引起的M2輸入容抗，進(jìn)而提高系統增益和優(yōu)化噪聲性能。

3 輸入匹配網(wǎng)絡(luò )的設計

為完成寬帶的輸入阻抗匹配，可在輸入端引入L2、L3和C0以構成三階T型LC濾波網(wǎng)絡(luò )，并在此基礎上通過(guò)加入無(wú)源器件L1和C1來(lái)擴展UWB的寬帶，如圖4所示。窄帶PCSNIM LNA的輸入匹配阻抗Zin由式(3)確定[3]：

4 仿真結果分析

設計了一個(gè)基于TSMC 0.18 ?滋m CMOS工藝元件庫的超寬帶LNA，采用Agilent公司的ADS2008軟件進(jìn)行仿真設計。實(shí)驗結果表明，噪聲系數、增益、線(xiàn)性度和穩定度等性能指標都取得了較理想的效果。電路采用1.8 V直流電源供電，電流消耗為5.89 mA，功耗約為10.6 mW。

S參數分析：S11仿真對比如圖5所示，在UWB頻段間，引入電容Ce后，LNA的S11仿真結果：頻率為3 GHz時(shí)，S11=-14.342 dB;頻率為5 GHz時(shí)，S11=-14.868 dB。S11越小，電路的輸入回波損耗就越小，說(shuō)明電容Ce的引入可大大減少系統的輸入回波損耗，從而實(shí)現輸入阻抗的匹配。圖6是正向增益S21的對比圖，其中實(shí)線(xiàn)、虛線(xiàn)分別為引入電容Ce前后的仿真結果，叉線(xiàn)為引入級間匹配后的結果。仿真結果表明，引入Ce會(huì )導致增益的惡化，而級間匹配可彌補Ce導致的增益下降，最終平均增益超過(guò)了13 dB。S22和S12仿真結果如圖7所示，引入輸出并聯(lián)負載結構后，在整個(gè)UWB頻段內，S22-14 dB，說(shuō)明并聯(lián)結構能有效改善輸出反射值，系統的回波損耗得到了改善，從而防止信號泄露和增強系統穩定性;而S12-50 dB，說(shuō)明電路的反向隔離度較好。

噪聲性能和穩定性分析：噪聲系數仿真如圖8所示，噪聲系數NF：0.875 dB

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