一種突發(fā)直擴接收機的快速載波同步方案

摘要：在突發(fā)直接序列擴頻接收機中，當捕獲信號后，需要在較短的導頻符號長(cháng)度內快速實(shí)現載波同步，結合所涉及的項目，為了達到這一目的，采用了一種FFT校頻+鎖頻環(huán)+數字Costas環(huán)的快速載波同步方法；并在項目指標所要求的信噪比下，在Matlab上做了算法仿真實(shí)驗；仿真結果表明該方法可以在規定導頻序列長(cháng)度內快速實(shí)現載波同步，實(shí)現用戶(hù)數據的正確解調；該方法具有可糾正頻偏范圍大，實(shí)現同步速度快，方法結構簡(jiǎn)單，能在低信噪比環(huán)境下穩定工作的特點(diǎn)。
關(guān)鍵詞：突發(fā)通信；FFT；FLL；數字Costas環(huán)；快速載波同步

0 引言
突發(fā)擴頻通信技術(shù)因其具有很強的抗干擾和抗截獲能力，近年來(lái)成為軍事領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)。其本質(zhì)是在突發(fā)通信技術(shù)的基礎上，對收發(fā)信號分別進(jìn)行擴頻和解擴，以進(jìn)一步增加信號的保密性。擴頻前的一幀典型突發(fā)信號結構為一段導頻序列加上一段攜帶信息的用戶(hù)數據。
為了實(shí)現對一幀突發(fā)信號的正確解調，要在解擴出符號數據后，在規定的導頻序列長(cháng)度內通過(guò)有限次調整完成載波同步，否則將造成后續用戶(hù)數據的丟失，導致解調失敗。FLL(鎖頻環(huán))+PLL(鎖相環(huán))是一種常用的，可以校正大頻偏的載波同步算法，但它常用于對同步時(shí)間要求不高的連續通信系統，用于本文所涉及的突發(fā)通信系統時(shí)，經(jīng)過(guò)仿真發(fā)現所需要的環(huán)路調整次數大于導頻序列長(cháng)度，收斂速度不夠快，無(wú)法滿(mǎn)足指標，所以對該算法進(jìn)行了一些改進(jìn)，通過(guò)先使用一部分的導頻序列進(jìn)行FFT校頻，快速減小頻偏，然后用FLL將頻偏縮小到10 Hz以?xún)?，最后用PLL來(lái)精確鎖定。

1 快速同步算法設計
在發(fā)射端設計的一幀發(fā)射信號為168 b全0導頻序列+132 b用戶(hù)數據共300 b，如圖1所示。

經(jīng)過(guò)雙極性變換導頻序列變?yōu)?68 b全1數據，用戶(hù)數據變?yōu)橛?，-1組成的數據，經(jīng)過(guò)卷積編碼成I，Q兩路信號，各自經(jīng)過(guò)差分編碼后用不同的1 023位I，Q兩路Gold碼擴頻，然后以QPSK方式分別調制余弦和正弦載波，兩路數據組合后發(fā)射。在接收端，使用相應的信號捕獲算法，可以得到信號的Gold碼初始相位和一個(gè)精度較差的多普勒頻偏搜索值，這一步驟的結果是可以解擴信號，但是信號還有(-5，5)kHz的頻差，而且這一過(guò)程要消耗40個(gè)bit的導頻符號。也就是說(shuō)在剩余的128 b導頻長(cháng)度內必須通過(guò)相應算法，消除5 kHz頻差，完成載波精確同步。
在實(shí)際的接收機方案中使用的方法是用I路Gold碼，簡(jiǎn)稱(chēng)Gold_I去分別解擴同相(I路)和正交(Q路)數據，用得到的兩路帶有頻偏的符號數據去調整頻偏，而Q路(Gold碼，簡(jiǎn)稱(chēng)Gold_Q不參與頻率調整，而是直接解擴Q路數據。當頻偏消除后，得到I路和Q路經(jīng)過(guò)差分譯碼、卷積譯碼和一系列操作之后就可以得到原始數據。
經(jīng)過(guò)數學(xué)模型推導，在碼片對齊后，得到用Gold_I分別解擴I路和Q路后得到的用于校正頻偏的兩路數據為：

式中：C1，C2，φ1，φ2為和采樣速率、解擴數據起點(diǎn)位置、擴頻碼長(cháng)度有關(guān)的常數；△f為經(jīng)過(guò)掃頻和信號捕獲后的剩余頻差，這里△f的取值范圍為(-5，5)kHz；Tb=1／Rb為擴頻前的符號周期，Rb為符號速率，本系統中Rb=10 Kb／s；p為信號捕獲后依次解擴出來(lái)的帶有頻偏的符號數據的次序號。
整個(gè)快速載波同步算法流程如下：先進(jìn)行FFT校頻，然后FLL縮小頻差，最后PLL精確鎖定，分三次分步消除頻偏。
1．1 FFT校頻
在算法中取I(k+p)的前16個(gè)點(diǎn)存儲在寄存器中，然后做FFT，那么這16個(gè)點(diǎn)相當于在一個(gè)已知頻率的余弦波上等間隔采樣，且采樣周期fs=1／Tb=Rb=10 Kb／s，根據FFT理論，在前9個(gè)頻點(diǎn)中，設得到的頻譜能量最大點(diǎn)為第k點(diǎn)，則對應的頻率＾f=fs／N×(k-1)即為估計頻率，其分辨率為10K／16=625 Hz，通過(guò)設定變量u5=I(k)Q(k-1)-I(k-1)Q(k)=C3sin(2π△f／10K)(C3為大于0的一個(gè)常數)，來(lái)確定估計出來(lái)的頻率的正負，當u50時(shí)，-5 kHz△f0；當u5>0時(shí)，0△f5 kHz。
1．2 FLL(鎖頻環(huán))
FLL通常采用自動(dòng)頻率跟蹤環(huán)(AFC)來(lái)實(shí)現載波頻率的跟蹤，AFC環(huán)的結構如文獻中所示。
解擴得到的兩路正交信號的點(diǎn)積Dot(k)和叉積Cross(k)分別為：
Dot(k)=I(k-1)I(k)+Q(k-1)Q(k) (3)
Cross(k)=I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) (4)
常用的消除符號模糊的CPAFC方法其誤差函數為Ud(k)=Cross(k)×sign(Dot(k))，其鑒頻特性是非線(xiàn)性的，且鑒頻范圍為(-Rb／4，Rb／4)，將其改進(jìn)，點(diǎn)積和叉積之間存在如下關(guān)系：

這就解決了CPAFC的鑒頻非線(xiàn)性問(wèn)題，且將鑒頻范圍擴大了一倍至(-Rb／2，Rb／2)。
1．3 PLL(鎖相環(huán))
Costas環(huán)是一種常用的鎖相環(huán)，它對載波調制數據不敏感，在無(wú)線(xiàn)電接收機中得到了普遍的應用，本方案中采用的Costas環(huán)鑒相算法為：
θk=sign(I(k)×Q(k)) (7)
而數字環(huán)路濾波器采用二階環(huán)，這是因為如果其直流增益為無(wú)窮大而頻偏為常數的情況下，二階環(huán)可以實(shí)現穩態(tài)相位誤差和頻率誤差。其結構如圖1所示。
圖1中，Ud為輸入的鑒頻或者鑒相誤差函數；C1，C2是環(huán)路調整參數，實(shí)際應用中需要反復調整至環(huán)路性能最佳；Uc為輸出的頻率或者相位控制字，控制NCO調整頻率或者相位。