怎樣利用實(shí)用的方法構建C類(lèi)功率放大器
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寬帶C類(lèi)功率放大器(PA)在某些通信頻帶中是有用的。雖然現已被集成進(jìn)Agilent-EEsof的先進(jìn)設計系統(ADS)仿真軟件中，Touchstone曾一度是用于開(kāi)發(fā)和優(yōu)化這種功率放大器阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )的強有力工具。隨后的是一種展示如何為選定RF晶體管提取優(yōu)化輸入和輸出大信號阻抗、用單端口網(wǎng)絡(luò )建模其行為然后在整個(gè)要求頻帶內開(kāi)發(fā)工作于50歐姆系統阻抗網(wǎng)絡(luò )的設計方法。為確認該方法的有效性，設計了一個(gè)從225到 400 MHz間功率增益是10dB的10W功率放大器。
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/150892.htm設計寬帶微波PA是一項充滿(mǎn)挑戰性工作。RF功率器件參數隨信號電平及頻率的改變而變化，這使得獲得優(yōu)化的阻抗匹配很困難?？墒褂枚喾N技術(shù)以表征功率器件行為。表征得越完整完善，所用的模型通常就越復雜。
大信號充電控制晶體管模型和改進(jìn)的Ebers-Moll模型是早期使用的為RF功率晶體管建模的模型。在一個(gè)近似的PA設計中，還應用了大信號S參數。但因測量這些大信號S參數很困難，該技術(shù)用處有限。采用數值分析的計算機模擬也被用于預測C類(lèi)功率放大器的行為。雖然該方法能得出精確結果，但采用該方法設計C類(lèi)功率放大器是個(gè)冗長(cháng)而晦澀的過(guò)程。幸運地是，在1970年代中期發(fā)展起來(lái)的諧波均衡設計方法極大簡(jiǎn)化了非線(xiàn)性電路和大信號功率放大器的設計。該技術(shù)的一個(gè)基本限制是其復雜性及解決電路問(wèn)題所需的需用專(zhuān)業(yè)數學(xué)方法完成的大量數?運算。
源于RF功率晶體管的非線(xiàn)性特征，一個(gè)完整的雙端口器件模型并非設計輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò )的上佳選擇。在本文中，采用的是單端口阻抗模型以表征優(yōu)化負載及該功率器件的源終止。在RF器件數據手冊中，一般在RF功率晶體管工作頻段內的幾個(gè)頻點(diǎn)上給出優(yōu)化負載和大信號源阻抗8。RF器件的有效輸入和輸出阻抗可被表述為這些優(yōu)化終止的共軛變化。
可借助負載牽引(load-pull)調諧器通過(guò)測量該器件在整個(gè)相關(guān)頻帶內的優(yōu)化負載和源阻抗對RF功率晶體管特性進(jìn)行表征。如圖1所示，它要求一個(gè)單端口表述以預測這些阻抗從低頻帶端(FL)到高頻帶端(fH)間的復雜共軛變化。在此例中，Zout = Z*OL ，Zin = Z*s；其中，ZOL是優(yōu)化負載阻抗，Zs是源負載阻抗。圖2表示了該建模后的阻抗網(wǎng)絡(luò )的兩種可能拓撲結構。全部損耗集中于一個(gè)電阻，該電阻終止了一個(gè)電感-電容(LC)兩端口網(wǎng)絡(luò )。
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可利用一個(gè)解析綜合程式來(lái)實(shí)現能與在高低頻兩端測試到的阻抗數據相匹適的單端口網(wǎng)絡(luò )。但可通過(guò)如下方法代替此冗乏枯澀的工作——可利用類(lèi)似Touchstone(現ADS)等模擬軟件以?xún)?yōu)化建模網(wǎng)絡(luò )的電路元素以預測相關(guān)全頻帶范圍內的性能。
若晶體管在一個(gè)寬的頻率范圍內以共軛方式匹配，則隨著(zhù)頻率的增加，可獲得的最大增益將以6dB/倍頻的負斜率滾降。用于補償晶體管的功率增益隨頻率變異的技術(shù)之一是有選擇地反射功率增益相對較高的頻帶低端的一些功率。但該技術(shù)導致的受控失匹畢竟會(huì )削弱低頻帶輸入的電壓駐波比(VSWR)。RF晶體管的近似功率增益由下式給出：
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其中：fmax=最大振蕩頻率；γ=一個(gè)與增益變化相關(guān)的常數，由下式表示：
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其中：x =以dB/倍頻表示的斜率。由輸入反射引起的匹配網(wǎng)絡(luò )發(fā)射損耗由下式給出：
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其中：Γin=輸入端的反射系數。
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