模擬信號設計注意事項

        對工程師來(lái)說(shuō)，模擬量測量信號鏈設計通常都是一個(gè)很大的挑戰。即使是由一個(gè)電阻式傳感器和一個(gè)數模轉換器構成的數據采集系統這樣簡(jiǎn)單的信號鏈，也要處理許多復雜的因素才能實(shí)現一個(gè)有效的測量。當使用不同的傳感器時(shí)，這些問(wèn)題解決起來(lái)會(huì )更復雜。本文將討論開(kāi)發(fā)人員使用不同類(lèi)型的電阻式傳感器實(shí)現精確測量時(shí)需要解決的各種問(wèn)題。

        簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，在所有使用電阻式傳感器的系統中，模擬信號鏈或多或少都類(lèi)似于如圖1所示。

 
圖1：基本模擬信號鏈

        雖然所有的信號鏈在一個(gè)模塊水平上看起來(lái)很像，每個(gè)模塊的參數會(huì )根據各種不同因素而不同。其中最重要的一個(gè)因素是需要考慮經(jīng)過(guò)傳感器的電阻值變化(并因此帶來(lái)的電壓改變)，其次是物理數量的變化、傳感器到測量系統距離的變化(例如，由于導線(xiàn)電阻引起的測量誤差)，以及該系統要求的精度、干擾類(lèi)型、所需精度。這些因素決定了所需激勵的類(lèi)型、傳感器連接到測量電路的方式、預處理電路和模數轉換器所需的增益、需要的濾波器類(lèi)型以及截止頻率、分辨率和模數轉換器輸入范圍。

        讓我們看看不同的傳感器和相關(guān)模擬信號鏈使用時(shí)的注意事項，先看一下熱敏電阻。熱敏電阻在不同溫度下是極其非線(xiàn)性的。阻值隨溫度變化的關(guān)系是復雜的非線(xiàn)性函數，如下所示：

        這里T是溫度，R的阻值。A、B、C是某種熱敏電阻器所特有的常數。由于該方程算法復雜，在一個(gè)單片機實(shí)現它是不明智的。因此，通常實(shí)現這個(gè)算法的方式是使用查找表來(lái)對應阻抗和溫度。然后使用分段算法計算出溫度。雖然由于增益變化和偏置可能有測量錯誤，但這些錯誤對于基于熱敏電阻的溫度傳感器要求的精度來(lái)說(shuō)是可以忽略的。增益變化和偏移的問(wèn)題我們將在這篇文章后面RTD部分介紹。

        說(shuō)到電阻的測量，可以有多種直接測量方式，如圖2所示。

  
圖2(a)、2(b)，2(c)：電阻測量拓撲結構

        圖2(a)中所示的拓撲結構是使用一個(gè)電壓DAC來(lái)激勵電阻分壓器。電路中一個(gè)電阻是傳感器本身，另一個(gè)電阻是已知阻值的參考電阻。這種結構是可行的，然而，單端測量有一些不完善的地方。其中之一是地會(huì )在靠近傳感器的Vss和實(shí)際供給模數轉換器的Vss之間偏移，這將導致一個(gè)偏移量。

        另一方面，如圖2(b)，當ADC的–ve輸入離電阻較近時(shí)，模擬地和ADC的地是相同的。由于差分線(xiàn)會(huì )彼此接近，直到傳感器，任何加進(jìn)來(lái)的信號都將被復制到另一個(gè)上面。使用差分測量結構測量這個(gè)信號時(shí)，因為它是一種共模信號，所以就抵消了。在這個(gè)圖中另一點(diǎn)要注意的是，當測量經(jīng)過(guò)Rsensor的電壓時(shí)，+ve輸入要貼近傳感器本身。這可以保證不存在由于導線(xiàn)電阻引起的測量誤差。

        圖2(c)顯示的結構是使用電流DAC來(lái)激勵傳感器。經(jīng)過(guò)傳感器的電壓測量會(huì )提供一個(gè)準確的電阻值測量。就外部組件需要數量而言，電流勵磁是最好的結構。它不需要任何參考電阻。然而，如果要校驗系統增益誤差，就需要一個(gè)外部電阻。請注意，對于那些不需要很高精度的應用，沒(méi)有必要進(jìn)行增益誤差補償，因此外部參考電阻也不是必要的。

電阻溫度探測器(RTD)

        RTD (電阻溫度探測器)在0o C時(shí)阻值為100歐姆，溫度上每度的變化引起將近0.385歐姆的變化。由于RTD電阻較低，因此走線(xiàn)電阻的影響在準確性方面起著(zhù)非常重要的作用。RTD使用恒流源激勵。經(jīng)過(guò)RTD的電壓是可以測量的，可以用3線(xiàn)或4線(xiàn)方法，這取決于從測量系統到RTD的并行導線(xiàn)數目。由于RTD放在遠離測量系統的位置，考慮到電線(xiàn)成本，一般使用3線(xiàn)測量方法。圖3顯示了RTD的3線(xiàn)測量接口框圖。

 
圖3：3線(xiàn) RTD測量

        在圖3中，當電壓在第一通道測量時(shí)，測到的不單是經(jīng)過(guò)RTD的電壓。事實(shí)上，它測量到的是經(jīng)過(guò)RTD及IDAC和RTD之間線(xiàn)阻的電壓降。線(xiàn)阻引起的誤差可以用多種方式處理。一種方法是手動(dòng)測量線(xiàn)阻，然后把它儲存為一個(gè)常數。每一次測量執行時(shí)，減去該電阻。另一種方法是測量RTD正極和數模轉換器輸出腳之間的電壓降。如果電線(xiàn)是同一規格，那么他們就會(huì )有相同的阻抗，測量到的經(jīng)過(guò)傳感器電壓可以減去前一步測量的電壓?？墒?，如果電線(xiàn)是不對稱(chēng)的，仍然可能會(huì )有一些誤差。而且，這種方法將消耗一個(gè)額外的引腳來(lái)連接DAC的輸出腳到ADC的輸入。

 
圖四：4線(xiàn)RTD測量

        對于確測量，推薦圖4所示的4線(xiàn)配置。正輸入負輸入都要靠近RTD，從而消除由于導線(xiàn)電阻引起的誤差。設計RTD的信號鏈時(shí)，信號鏈的輸入阻抗需要很高，這樣輸入電流可以忽略不計。如果ADC的輸入阻抗較低，信號在連接ADC之前應該反饋到buffer。

        如前面提到的，系統會(huì )有一個(gè)偏移，其隨溫度而有所不同。隨溫度的偏移/漂移和低頻噪聲可以使用相關(guān)雙采樣(CDS)來(lái)消除。使用CDS，首先衡量零參考偏移(測試時(shí)兩個(gè)輸入都短路)，然后測量經(jīng)過(guò)傳感器的電壓。在圖3和4中，要測量零參考信號，ADC的連接到1通道。當測量到經(jīng)過(guò)傳感器的電壓時(shí)，它包括實(shí)際的熱電偶電壓、偏移和噪聲(方程1)。在圖3和4中，它是通道0測量到的電壓。

VR_Signal = VRTD + VN + Voffset  -- (1)
VR_Signal = VRTD + VN + Voffset  -- 方程(1)

方程2給出了零參考讀數。

VZero_Ref = VN + Voffset  -- (2)
VZero_Ref = VN + Voffset  --方程(2)

方程3給出了之前的零參考取樣和目前測量的零參考之間的關(guān)系。

VZero_ref_Prev = (VN + Voffset)*Z-1 -- (3)
VZero_ref_Prev = (VN + Voffset)*Z-1 –方程 (3)

然后，方程(4) 給出了當前測量的傳感器電壓和之前的零參考信號之間的區別。

Vsignal = (VRTD + VN + Voffset) - (VN + Voffset)*Z-1  --(4)
Vsignal = VRTD – (VN + Voffset)*(1-1/Z) –(5)
Vsignal = (VRTD + VN + Voffset) - (VN + Voffset)*Z-1  --方程(4)
Vsignal = VRTD – (VN + Voffset)*(1-1/Z) –方程(5)

由于偏移量對于連續采樣來(lái)說(shuō)是一個(gè)常數，方程5則導出方程6。
Vsignal = VRTD - VN*(1-1/Z) – (6)
Vsignal = VRTD - VN*(1-1/Z) – 方程(6)

采用雙線(xiàn)性變換，Z =(1 + sT / 2)/(1-sT)，這里T是1 / fsample，方程 6可以寫(xiě)成方程7。
Vsignal = VRTD – VN*(2s/(s+ 2fsample) – (7)
Vsignal = VRTD – VN*(2s/(s+ 2fsample) – 方程(7)

        如果我們分析方程7，它是一種高通響應。另一方面，ADC有一個(gè)低通響應。這可以幫助減少系統總體噪聲。同時(shí)，我們看一下圖4的結構，很明顯，系統精度完全依賴(lài)于IDAC的準確性。如果IDAC 偏離5%，計算結果也將偏離5%。在測量中叫做增益誤差，對于絕大多數系統來(lái)說(shuō)是不可以接受的。還有其他因素也會(huì )帶來(lái)增益誤差，ADC和它的參考精度是最大的因素。如果ADC的參考精度只有1%，所有使用這個(gè)ADC的測量將會(huì )有1%的增益誤差。在這里，因為我們討論的是溫度測量，所以漂移將是更難的問(wèn)題。

        避免這些不同增益誤差的最佳方式是選擇更高精度的參數。0.1%精度的電阻可以用于減少誤差。圖5顯示了其結構，其中連接了校準電阻。

 
圖5：帶增益誤差補償的4線(xiàn)RTD測量

        電流首先通過(guò)參考電阻，測量到了電壓，從而測量出其阻值。這很容易引起先前討論過(guò)的測量誤差。然而，在下一步中，同一電流通過(guò)RTD，使用相同的設置測量電壓。這兩個(gè)ADC測量的比率除去存在的增益誤差，因為RTD的電阻測量是由參考連接到參考電阻組成的。系統精度現在取決于使用的參考電阻的精度和公差。

毫伏級測量需要考慮的因素

        到現在為止，我們已經(jīng)討論了在高精度系統中設計精密模擬測量時(shí)所面臨的挑戰，這里的測量范圍通常是伏特級的。有的系統測量范圍為mV級，這對于設計人員來(lái)說(shuō)是一個(gè)全新的挑戰。這種系統的一個(gè)很好例子就是測壓元件。測壓元件是這樣一些傳感器：它們把作用于它們的負載轉換成電信號。通常用于體重測量的數字秤。典型的測壓元件是四電阻應變片橋結構。傳感器由兩種電壓激勵終端激勵，基于應用于傳感器的壓力，在測量終端會(huì )建立一個(gè)小電壓。測壓元件的輸出電壓范圍通常為mV / V，這是1V激勵磁電壓的輸出范圍。

        讓我們舉一個(gè)例子，一個(gè)2mV / V的測壓元件，測量最大重量為10千克。如果用戶(hù)使用一個(gè)5V的輸入作為激勵，那么凈輸出電壓范圍僅僅是10mV。這意味著(zhù)即使測壓元件正在承受一個(gè)10公斤的壓力，輸出也僅僅是10mV。為了解決在這個(gè)10mV的范圍接近16位精度，這意味著(zhù)我們需要減少ADC范圍來(lái)適合這種輸入調整。

        最常用的方法是使用增益來(lái)放大輸入信號，以適應ADC的范圍，從而在一個(gè)較小的范圍實(shí)現更多位數。例如，先前討論過(guò)的10mV測量范圍，使用一個(gè)通常有0 + / - 1V范圍的ADC，用戶(hù)可以使用增益放大器實(shí)現接近100倍的信號放大。

        當ADC測量1V的動(dòng)態(tài)范圍時(shí)，一個(gè)20-bit分辨率的ADC看到的電壓最小是1uV。當用增益來(lái)提高范圍時(shí)，增益也會(huì )放大噪聲，使它變大有可能會(huì )影響ADC的測量。這種噪聲影響了ADC在這個(gè)增益設定中可以提供的可用位數目。因此，我們必須根據所需增益設置選擇最佳ADC分辨率。

        通常用于測量測壓元件輸出的是Delta Sigma (DelSig) ADC和低通濾波器。一些DelSig ADC，例如賽普拉斯PSoC3和PSoC5器件包含的，他們可以在Delta Sigma調制器本身增加增益。這種情況下，ADC上增益的影響將會(huì )改變ADC的輸入范圍從0 + / - 1.024V 到0+ / -0.512V。因此，我們可以在A(yíng)DC調制器本身達到更高增益。這樣做還具有冗余優(yōu)勢。當我們在A(yíng)DC調制器增加增益時(shí)，就可以減少ADC帶寬。這對于傳感器測量來(lái)說(shuō)不是重點(diǎn)，這是由于傳感器更新速率要小得多。然而，減少帶寬是一種優(yōu)勢，因為它用作低通濾波器，不允許噪聲進(jìn)入系統。

        測壓元件接口另一個(gè)主要問(wèn)題是增益誤差，因為輸出信號范圍依賴(lài)于激勵電壓。在測量中，激勵電壓的一個(gè)很小變化都可以引起類(lèi)似比例的增益誤差。如果信號測量和激勵電壓比率相反，我們就能避免這些?？梢酝ㄟ^(guò)兩種方法實(shí)現：

1)我們可以分別測量信號與激勵電壓，然后計算出比率，從而得出增益誤差。然而，這種方法需要在兩個(gè)信號之間的ADC復用。另一個(gè)問(wèn)題是我們測量的信號幅度是10mV范圍，激勵磁電壓是伏特級的。這將意味著(zhù)動(dòng)態(tài)改變增益設置和ADC范圍參數，在大多數模擬系統中很有可能是不明智的。

2)另一種實(shí)現方式是把參考連接到ADC本身。一般ADC都有一個(gè)參考引腳，連接到一個(gè)外部參考。ADC的每次測量都會(huì )關(guān)聯(lián)到參考。因此，如果我們提供激勵電壓或它的派生值作為參考連接到ADC，我們就能得到信號的比率測量。

 
Figure-5：測壓元件接口電路

數字濾波

        我們討論了模擬信號鏈中避免噪聲和其他誤差源的幾種方式。獲得無(wú)噪聲輸出的最后階段之一是可以使用固件數學(xué)濾波器來(lái)平衡噪聲。簡(jiǎn)單的實(shí)現方式是移動(dòng)平均濾波器，使用隊列，輸入值在一側保持數據流，舊數據從另一側排隊下降。在任何給定的時(shí)間內，濾波器的輸出是隊列中所有單元的平均值。

 
圖6：移動(dòng)平均濾波

        移動(dòng)平均濾波是一種最簡(jiǎn)單而又最有效的濾波器，可以在測量系統中實(shí)現更高的噪聲抑制。缺點(diǎn)是有一個(gè)恒定的延遲，它和使用的隊列深度成正比。這就意味著(zhù)在輸出端，n個(gè)單元移動(dòng)平均濾波就要占用n個(gè)周期來(lái)反映出來(lái)。如果有較大的變化并且輸出反應較慢就可能會(huì )有誤解。這種情況可以通過(guò)變化時(shí)使用閾值條件檢查來(lái)避免。在某一特定時(shí)間，如果輸入變化超過(guò)一個(gè)閾值，整個(gè)濾波器重新啟動(dòng)，新的數據拷貝到濾波器和輸出，從而減少了對較大變化的延遲。