高速 PCB 設計中的串擾處理

信號完整性測量已成為開(kāi)發(fā)數字系統過(guò)程中的關(guān)鍵步驟。信號完整性問(wèn)題，如串擾、信號衰減、接地反彈等，在傳輸線(xiàn)效應也很關(guān)鍵的較高頻率下會(huì )增加。

當今的高級功能電子產(chǎn)品規定使用在1 至 10 GHz 的高頻范圍（RF/微波）下工作的HDI PCB 。這種增加的頻率會(huì )導致信號響應的邊緣更陡峭。電路板變得越來(lái)越緊湊，布線(xiàn)密度逐漸變緊，導致串擾基本分析的重要性。

隨著(zhù)更快的邊緣速度產(chǎn)生相對于總線(xiàn)長(cháng)度更短的波長(cháng)，EMI 會(huì )上升，從而產(chǎn)生意外的輻射****。這些輻射會(huì )增加串擾，并可能導致高速 PCB 設計在 EMI/EMC 測試期間失敗。

串擾是由一個(gè) PCB 跡線(xiàn)到另一個(gè) PCB 跡線(xiàn)的能量耦合引起的干擾，即使它們沒(méi)有接觸。換言之，高速 PCB中緊密間隔走線(xiàn)之間不需要的電磁耦合稱(chēng)為串擾。它是由于電場(chǎng)（電容耦合）和磁場(chǎng)（電感耦合）的干擾而發(fā)生的。磁場(chǎng)產(chǎn)生互感，電場(chǎng)在附近的走線(xiàn)之間產(chǎn)生互電容?；ジ胸撠熢谙噜彛ㄊ芎φ撸┚€(xiàn)路上感應電流，這與入侵線(xiàn)路中的電流相反。并且由于互電容形成的電容器將在受害線(xiàn)路上雙向通過(guò)電流。它阻礙了電路板的信號完整性。

使用 SI 工具的仿真可以確定初始布局布線(xiàn)后的串擾。雖然，它有時(shí)仍然未被發(fā)現。如果在初始階段不加以控制，串擾可能會(huì )降低電路板的功能?；旧?，這都是關(guān)于邊緣電場(chǎng)和磁場(chǎng)，它們不受限制，而是散布在附近區域。

受害跡線(xiàn) (ab) 中引起的串擾

當兩條跡線(xiàn)在同一層中彼此相鄰運行或在相鄰層中一條在另一條的頂部上方運行時(shí)，就會(huì )出現串擾?？紤]在同一方向運行的兩條跡線(xiàn)。如果流經(jīng)一條跡線(xiàn)的信號幅度高于另一條跡線(xiàn)，則可能會(huì )影響流經(jīng)另一條跡線(xiàn)的信號。在這里，具有較高幅度的跡線(xiàn)將被稱(chēng)為“攻擊者”，而另一條跡線(xiàn)被稱(chēng)為“受害者”。
在這種情況下，受害跡線(xiàn)中的信號將開(kāi)始模仿入侵跡線(xiàn)的特征阻抗，而不是傳導自己的信號。當這種情況發(fā)生時(shí)，這意味著(zhù)串擾已經(jīng)侵入了系統。

• 降低電路板的信號完整性

• 時(shí)間延遲

• 電壓過(guò)沖

• 誤觸發(fā)導致邏輯功能混亂

由于 PCB 中的串擾導致的時(shí)序延遲

信號完整性電子書(shū)3 章 - 12 頁(yè) - 20 分鐘閱讀里面有什么：阻抗不連續相聲反射、振鈴、過(guò)沖和下沖通過(guò)存根現在下載

每個(gè)電信號都有不同的電磁場(chǎng)。每當這些場(chǎng)重疊時(shí)，它們就會(huì )產(chǎn)生電感、電容或傳導耦合，從而導致 EMI。串擾使干擾信號超過(guò)了受干擾信號，即使它們沒(méi)有物理連接但非常接近。串擾分為普通阻抗耦合和電磁場(chǎng)耦合。當多個(gè)信號共享一個(gè)公共返回路徑時(shí)，會(huì )發(fā)生易于分析的公共阻抗耦合。電磁場(chǎng)耦合進(jìn)一步分為電容耦合和電感耦合，這是最受關(guān)注的因素。

由互電容和電感引起的串擾

傳統的用筆和紙分析串擾不僅麻煩而且耗時(shí)。我們可以做的是考慮電路元件來(lái)估計耦合。由邊緣電場(chǎng)引起的耦合由電容器（互電容）近似，由電感器（互感）評估由邊緣磁場(chǎng)引起的耦合。

在平面上平行工作的兩條跡線(xiàn)充當由電介質(zhì)隔開(kāi)的電容器的平行板。侵略者和受害者之間的電場(chǎng)變化被建模為一個(gè)電容器。我們知道如果電容器中電壓發(fā)生變化，電場(chǎng)發(fā)生變化，就會(huì )感應出位移電流。這里，電容耦合電流就是我們所說(shuō)的串擾。這種效應稱(chēng)為寄生電容。要了解更多信息，請閱讀如何減少 PCB 布局中的寄生電容。

互容性和感性耦合

磁耦合或電感耦合近似于圍繞受害者旋轉多少磁場(chǎng)環(huán)。受害者周?chē)那致哉弋a(chǎn)生的磁場(chǎng)變化導致傳導電流發(fā)生變化。因此，根據法拉第感應定律，在受害線(xiàn)上感應出電壓。該感應電壓以串擾的形式驅動(dòng)電流。

通常，串擾發(fā)生在同一層上的兩條相鄰走線(xiàn)之間。除此之外，周?chē)尚‰娊橘|(zhì)隔開(kāi)的平行跡線(xiàn)會(huì )導致串擾。該電介質(zhì)厚度可以是4 密耳 (0.1mm) 或小于兩條跡線(xiàn)之間的間距。這被稱(chēng)為寬邊耦合。

以下是不同類(lèi)型的串擾：

• 前向串擾：它沿著(zhù)干擾信號的方向傳播。

前向串擾 = 電容耦合 - 電感耦合

• 反向串擾：它以與干擾信號相反的方向傳播。

反向串擾 = 電容耦合 + 電感耦合

前向和后向串擾

基于測量區域近端串擾（NEXT）：它是指受害線(xiàn)路驅動(dòng)器側的噪聲。遠端串擾（FEXT）： 它是受害線(xiàn)路接收端的干擾。

近端和遠端串擾

NEXT 和 FEXT 是相對于施加刺激的端口進(jìn)行測量的。它可以發(fā)生在線(xiàn)路的任何地方，無(wú)論是雙導體還是單端。

差分 NEXT 和 FEXT 測量

注意：NEXT 值以分貝 (dB) 表示，并隨傳輸頻率而變化。NEXT 的更高 dB 意味著(zhù)更少的干擾。

• Power-sum-NEXT(PS-NEXT)：近端串擾的絕對或相對功率。PSNEXT 給出了所有相鄰線(xiàn)對的總串擾，并涉及測量與功率相關(guān)的所有線(xiàn)對到線(xiàn)對分組。

• Power-sum-FEXT (PS-FEXT)：遠端串擾的絕對或相對功率。

• Power-sum-equal-level-crosstalk (PS-ELFEXT)： PS-NEXT 和 PS-FEXT 之和。

外來(lái)串擾非常復雜，不能通過(guò)相位抵消輕易消除。在這里，不同頻率的多個(gè)信號與受害信號混合在一起，當必須增加帶寬以獲得更快的響應時(shí)，情況會(huì )變得更糟。屏蔽不足以防止這種情況發(fā)生。 串擾也可以使用 TDR 來(lái)測量。有關(guān)更多詳細信息，請閱讀我們關(guān)于TDR 阻抗測量如何工作的文章。

S 參數描述了 PCB 中互連的微波特性。每個(gè) S 參數元素基本上是從互連的終端出來(lái)的正弦波與進(jìn)入另一個(gè)互連的起始端的正弦波的比率。由于它們是正弦波的比率，因此每個(gè)元素（S31 和 S41）都是復雜的。標準阻抗始終為 50Ω。

S 參數用于串擾的基本分析。它們會(huì )自動(dòng)檢測信號進(jìn)入的端口和信號輸出的端口。確定線(xiàn)路中發(fā)生多少串擾以及受擾線(xiàn)路上的噪聲方向至關(guān)重要。由于這個(gè)事實(shí)，受害者線(xiàn)的兩端被單獨標記。S31 是離干擾源最近的受害線(xiàn)路端的噪聲，稱(chēng)為近端串擾。S31反向傳播。遠端串擾是從受害者相對于干擾信號的最遠端口測量的。它向前傳播。

力克羅 VNA 結果。圖片來(lái)源：EDN

即使 S31 和 S41 測量由同一攻擊者引起的同一受害者的噪聲，它們的值也不同。此處可以通過(guò) Le croy 信號完整性網(wǎng)絡(luò )分析儀顯示。

在這兩種情況下，垂直刻度均為 40db 滿(mǎn)量程，而左側的水平刻度為 1 GHz 滿(mǎn)量程，右側為 20 GHz。S31和S41的區別在這里可以很明顯的看出。我們還可以使用矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀 (VNA) 探測 s 參數。要了解有關(guān)此的更多信息，請參閱使用矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀進(jìn)行 s 參數測量。

串擾通常指定為出現在受擾線(xiàn)上的信號相對于干擾線(xiàn)的百分比。它也可以用低于驅動(dòng)線(xiàn)路電平的 dB 表示。NEXT 隨傳輸頻率而變化，因為更高的頻率會(huì )產(chǎn)生更多的干擾。dB 值越高，受干擾的鏈路/通道接收到的串擾就越少。FEXT 是根據系統S 參數的串擾元素計算得出的。

串擾的公式由下式給出：

在哪里：

K 是一個(gè)常數，其值始終小于 1，取決于電路的上升時(shí)間和經(jīng)歷串擾的走線(xiàn)長(cháng)度。

H2 是平行走線(xiàn)高度的乘積。

D2 是跡線(xiàn)中心線(xiàn)之間的直接距離的乘積。

上式清楚地表明，可以通過(guò)減小 H 和最大化 D 來(lái)最小化串擾。

以 dB 為單位的串擾由下式給出：

其中，Vvictim是受害線(xiàn)上的電壓， Vaggressor是干擾線(xiàn)上的電壓。

• 攻擊者線(xiàn)和受害者線(xiàn)之間的耦合程度

• 發(fā)生耦合的距離

• 使用的終止類(lèi)型的有效性

差分對中的串擾

每當微分系統中出現不平衡時(shí)，場(chǎng)就不再完全抵消，這導致它們與不平衡成比例地輻射。類(lèi)似地，外部場(chǎng)可以在差分對中感應出幅度不相等且相位相反的電流，因此它們不再相互抵消。產(chǎn)生的電流稱(chēng)為共模電流。與差模相比，共模串擾對系統性能的不利影響更大。

在頻率方面比較共模和差模串擾效應。圖片來(lái)源：英特爾

電容和電感耦合：電容耦合是由于寄生電容，而電感耦合是由于互感。

• 傳播速度差異：可以通過(guò)走線(xiàn)長(cháng)度匹配和傳播延遲匹配來(lái)避免。

• PCB 通孔：帶有短截線(xiàn)的 PCB 通孔會(huì )產(chǎn)生反射，從而產(chǎn)生振鈴，從而產(chǎn)生串擾。避免這種情況的一種方法是回鉆過(guò)孔。

• 增加的數據速率：隨著(zhù)數據速率的增加，上升時(shí)間也會(huì )增加。根據法拉第定律，隨著(zhù)上升時(shí)間的增加，串擾也會(huì )增加。減少此類(lèi)信號之間的串擾的一種方法是增加跡線(xiàn)之間的間距。

• 電路板尺寸：隨著(zhù)電路板尺寸的增加，走線(xiàn)長(cháng)度也會(huì )增加，這些走線(xiàn)就像天線(xiàn)一樣。因此，盡可能縮短走線(xiàn)長(cháng)度非常重要。

在高頻板中串擾是不可避免的。我們能做的就是減輕它，讓它變得微不足道。以下是一些避免串擾的快速流行技術(shù)：

在走線(xiàn)之間提供足夠的間隔（采用 3W 規則）。如果沒(méi)有保持足夠的分離，則會(huì )增加互電容 (Cm)。3W 規則將串擾降低了 70%。要實(shí)現 98% 的串擾減少，請選擇 10W。

使用固體參考平面或返回路徑是為了吸收邊緣電場(chǎng)和磁場(chǎng)。因此，它們不能擴散開(kāi)來(lái)并對其他信號產(chǎn)生噪聲。

串擾是由干擾跡線(xiàn)到受干擾跡線(xiàn)上引起的，因此很明顯，較高的干擾電壓會(huì )引起更多的串擾。因此，最好根據信號幅度對網(wǎng)絡(luò )組進(jìn)行隔離。此策略可防止較大的電壓網(wǎng)絡(luò ) (3.3V) 影響較小的電壓網(wǎng)絡(luò ) (1.5V)。

通孔短截線(xiàn)會(huì )降低信號完整性，因此會(huì )增加串擾。這可以通過(guò)實(shí)施背鉆來(lái)減少。

較長(cháng)的走線(xiàn)（超過(guò) 500 密耳）會(huì )增加互感，從而增加串擾。

正交布線(xiàn)相鄰信號層，以盡量減少它們之間的電容耦合。

減少的信號上升時(shí)間會(huì )增加串擾。

緊密耦合的差分路由消除了串擾，因為來(lái)自干擾源的噪聲平等地耦合到差分對的兩個(gè)分支中，從而產(chǎn)生共模噪聲。差分對抑制有助于減少串擾的共模噪聲。

在實(shí)際設計中，并不總是可以使用相互垂直的信號。那么盡可能短的走線(xiàn)長(cháng)度是減少耦合機會(huì )的可行技術(shù)。

像時(shí)鐘信號這樣的高頻信號應該與其他信號隔離，以減少串擾的可能性。

異步信號必須遠離高速信號。由于它們在正常電路操作中很少使用，我們可以將它們放置在電源線(xiàn)附近。

保護走線(xiàn)用于控制傳輸線(xiàn)之間的電容串擾。應明智地使用此類(lèi)走線(xiàn)，因為它們會(huì )使布線(xiàn)變得困難。

三電阻網(wǎng)絡(luò )（T 端接）可用于端接奇偶模式。

用于偶模和奇模傳輸的 T 端接

確保整個(gè)系統串擾不超過(guò) 150mV。

傳輸線(xiàn)可以稱(chēng)為雙導體系統，其中兩條獨立的走線(xiàn)影響信號通過(guò)它們的傳播?？梢钥紤]兩種傳播模式：偶模式（線(xiàn)同相）和奇模式（線(xiàn) 180 度異相）。

在奇模傳輸中，兩條線(xiàn)路之間將存在相當大的電位差。這個(gè)電位差將增加等于互電容值的有效電容。

奇模傳輸期間的場(chǎng)線(xiàn)

由于兩條線(xiàn)路中的電流以相反的方向流動(dòng)，因此總電感會(huì )減少互感 (Lm) 值。

奇模傳輸期間的電流

奇模的傳輸線(xiàn)阻抗由下式給出：

注意 Z 微分 = 2Zodd

奇模的傳輸線(xiàn)傳播延遲由下式給出：

在偶數模式傳輸中，兩條線(xiàn)路（受害者和攻擊者）將始終具有相等的潛力。這將通過(guò)互電容值降低有效電容。

偶模傳輸期間的場(chǎng)線(xiàn)

由于兩條線(xiàn)路中的電流沿相同方向流動(dòng)，因此總電感會(huì )增加互感 (Lm) 值。

偶模傳輸期間的電流

偶模的傳輸線(xiàn)阻抗由下式給出：

偶模的傳輸線(xiàn)傳播延遲由下式給出：

電容耦合電流沿順時(shí)針和逆時(shí)針?lè )较騻鞑?。正向電流突發(fā)偶然與入侵信號同時(shí)發(fā)生。因此，由于電容耦合導致的遠端串擾增加。反向電流反復回傳，使近端串擾的幅度相同，但持續時(shí)間較長(cháng)。在這兩個(gè)方向上，電壓脈沖都是正的。

電感耦合電流順時(shí)針循環(huán)。正向和反向的現象與電容耦合相同，只是這里的電壓脈沖導致正向的遠端串擾是負的。

電容和電感耦合電流

在帶狀線(xiàn)中，信號線(xiàn)上方和下方的環(huán)境是均勻的。因此，來(lái)自?xún)蓚€(gè)耦合的遠端串擾將相互抵消。但是，如果我們將微帶線(xiàn)作為傳輸線(xiàn)引入，情況就不匹配了。微帶上方有空氣，下方是電介質(zhì)。介質(zhì)的差異導致遠端串擾升高?；旧想娊橘|(zhì)是電耦合的原因。因此，我們可以得出結論，在微帶傳輸線(xiàn)的情況下，我們可以減少電容耦合，但會(huì )增加遠端串擾。有關(guān)詳細信息，請閱讀微帶線(xiàn)和帶狀線(xiàn)有什么區別？

PCB傳輸線(xiàn)電子書(shū)5 章 - 20 頁(yè) - 25 分鐘閱讀里面有什么：什么是PCB傳輸線(xiàn)信號速度和傳播延遲臨界長(cháng)度、受控阻抗和上升/下降時(shí)間分析 PCB 傳輸線(xiàn)現在下載

串擾不能在系統級減少。集成的建模和表征周期可用于減輕器件或封裝級別的串擾。如果控制不當，它可能會(huì )使您的電路板無(wú)法正常工作。即使 PCB 設計人員確保跡線(xiàn)之間的最小間隔，它可能還不足以解決相關(guān)問(wèn)題。