1.6 MHz降壓型DC-DC轉換器中的斜率補償設計

　　1 引 言

　　Buck型DC-DC轉換器設計中常采用PWM反饋控制方式以調節輸出電壓或電流。PWM控制方式分電流模式控制和電壓模式控制兩種方式。電流模式控制方式是電流內環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)控制，輸入電壓和負載的變化將首先反應在電感電流上，在輸入電壓或負載改變時(shí)具有更快的響應速度。

　　電流模式控制方式有峰值電感電流控制和平均電感電流控制兩種方式。峰值電感電流控制由于其優(yōu)點(diǎn)被廣泛應用，但其存在固有的開(kāi)環(huán)不穩定現象，在提高快速性的同時(shí)，也帶來(lái)了穩定性的問(wèn)題。當輸入電壓降至一個(gè)接近輸出電壓的值時(shí)，占空比向最大導通時(shí)間增加，輸入電壓的進(jìn)一步降低將使主開(kāi)關(guān)在超過(guò)一個(gè)周期的時(shí)間里保持導通狀態(tài)，直到占空比達100％，這時(shí)電路可能會(huì )發(fā)生子諧波振蕩，需要通過(guò)一個(gè)斜率補償電路來(lái)保持這種恒定架構的穩定性，在大占空比情況下是通過(guò)給電感電流信號增加一個(gè)補償斜坡來(lái)實(shí)現的。

　　設計降壓型DC-DC轉換器時(shí)，解決固定頻率峰值電流控制方式的開(kāi)環(huán)不穩定情況需要做深入的研究。文章從一般的線(xiàn)性斜率補償電路人手，分析了分段線(xiàn)性斜率補償電路，提出一種改進(jìn)的實(shí)際應用電路圖，并給出了分析和模擬仿真結果。

　　2 原理分析

　　2.1 斜率補償原理

　　PCM控制的Buck型DC-DC轉換器如圖1所示。由于增加了電流內環(huán)控制，電感電流采樣后，疊加斜率補償電路，合成信號與誤差放大器的輸出送入PWM比較器比較，誤差電壓進(jìn)入PWM比較器參與占空比的調節，經(jīng)過(guò)RS觸發(fā)器等邏輯控制單元，有效保證輸出Vout的穩定。其中占空比D=Vout／Vin。

　　峰值電感電流調節系統有其固有的局限性，占空比變化時(shí)對峰值電感電流IL的影響如圖2所示，VOSC是振蕩器的一路輸出控制電壓，對應占空比的變化。

　　其中：，在N個(gè)周期后， 。如果m2<m1，即占空比小于50％時(shí)，峰值電感電流的擾動(dòng)收斂；如果m2>m1，即占空比大于50％時(shí)，峰值電感電流的擾動(dòng)發(fā)散，擾動(dòng)在每個(gè)周期的放大后，使得系統極不穩定，所以未加斜率補償的系統電源的抗干擾性極差。

　　加入補償電流后的電感電流IL擾動(dòng)過(guò)程如圖3所示。此時(shí)，當m>0.5 m2時(shí)的補償可以使電感電流明顯收斂，能很好地使系統達到穩定。

　　2.2 線(xiàn)性補償電路的原理及方法

　　從前一節的基本原理可以得出，在采樣電感電流上疊加一個(gè)斜坡電流可以達到預期要求。補償方式有多種，下面研究圖4所示的差分放大器結構。

　　這是一個(gè)典型的差分放大器電路，也可以說(shuō)是比較器電路。設V1為參考電壓Vref，如圖4所示，在V2遠小于參考電壓時(shí)，I1基本為0，Iss全部流入M4，即I2=Iss；當V2等于參考電壓時(shí)，I1=I2=Iss／2，事實(shí)上M2進(jìn)入線(xiàn)性區時(shí)M1就漏入電流，即在Vref-Vid,max時(shí)就已經(jīng)存在電流，事實(shí)上的翻轉點(diǎn)提前Vid,max，如圖5所示。其中Vid,max為最大
過(guò)驅動(dòng)電壓。

　　I1的一個(gè)支路流出作Islope，于是得到一個(gè)斜率固定的補償斜坡。但是，用此斜率來(lái)補償所有占空比條件使芯片都能穩定工作，往往會(huì )因為補償量過(guò)大而影響峰值電感電流，空載時(shí)甚至使電流?？刂剖?。設計時(shí)往往會(huì )考慮兩段或多段補償甚至自適應補償來(lái)滿(mǎn)足整個(gè)系統的要求。

　　3 分段線(xiàn)性斜率補償及改進(jìn)型斜率補償電路

　　圖6是兩種線(xiàn)性斜率補償電路，均可提供兩段線(xiàn)性補償斜坡。Vosc均為振蕩器的一路輸出，圖6(a)中Vref1和Vref2為基準輸出，且Vref1>Vref2，大占空比時(shí)Vctr1關(guān)斷M3管；Vosc較小時(shí)，M1和M2均關(guān)斷，沒(méi)有補償電流，Vosc逐漸增大，由于Vref1>Vref2，M1首先導通，I1提供斜率補償電流；Vosc繼續增大，M2導通，I1+I2共同提供斜率補償電流。圖6(b)中Vref為基準輸出，M5和M6均為有源負載，如果把圖中M1和M3的寬長(cháng)比取值為(W／L)1：(W／L)3=1：4，利用公式，根據Vid,max1：Vid,max3=2：1，M1和M3線(xiàn)性區的寬度不同，二者導通時(shí)間也就不同；Vosc逐漸變大，達到Vref時(shí)，Vid,max最大的M1管首先進(jìn)入線(xiàn)性區，∑I=I1；Vosc繼續升高，Vid,max稍小的M3管也進(jìn)入線(xiàn)性區，∑I=I1+I3鏡像放大后提供補償電流。

　　可以看到，二者均能提供兩種占空比條件下的補償電流，圖6(a)通過(guò)R1調節VD從而控制M1和M2的工作狀態(tài)；圖6(b)則是通過(guò)VG以及管子的線(xiàn)性區寬度控制。為獲得對應更多占空比變化的多段斜率補償電流，經(jīng)驗證，采用圖6(b)的結構實(shí)現方便而且調節效果好。理論上可以并聯(lián)多段以得到斜率不同的電流，取決于系統對補償斜坡的要求，但是由于Vid本身就很小，分段太細在精度上很難達到要求。圖7分別為一段、兩段和四段斜率補償電流的示意圖，占空比變化時(shí)分段越多對電感電流的調節效果越好。

　　基于上述理論分析，本文提出一種基于圖6(b)的改進(jìn)型應用電路結構設計，如圖8所示。此電路分四段補償，占空比升高對應四段斜率變大的補償斜坡。設計四對管的寬長(cháng)比不同，充分利用這四對管子的線(xiàn)性區動(dòng)態(tài)范圍不同，以產(chǎn)生四段補償斜坡對應占空比變化。圖8中M1～Mg組成四對比較器；M12～M22提供偏置電流，M9為有源負載，M10～M11將補償電流∑I鏡像放大?；鶞瘦敵鯲L及VH作為斜率補償的兩個(gè)參考點(diǎn)，由基準電路輸出，Vosc為振蕩器的一路輸出。取M1，M3，M5，M7的參數為，從而可以得到相應的gm和過(guò)驅動(dòng)電壓Vid,max關(guān)系。

　　Vosc逐漸變大，達到VL時(shí)，Vid,max最大的M1管首先進(jìn)入線(xiàn)性區，繼續升高，Vid,max稍小的M3管也進(jìn)入線(xiàn)性區；Vosc升高到VH時(shí)，M5管進(jìn)入線(xiàn)性區，繼續升高，Vid,max稍小的M7管進(jìn)入線(xiàn)性區。從圖8中可以得到整體電流∑I。∑I經(jīng)過(guò)比例放大作為斜率補償電流再與電感電流進(jìn)行疊加，電流∑I表示為：

　　4 仿真結果與分析

　　將此電路模型應用于一款同步整流1.6 MHz降壓型DC-DC轉換器，基于CSMC 0.5 μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre仿真，得到仿真結果如圖9所示。

　　通過(guò)仿真結果可以得到，當Vosc比較小即占空比較小時(shí)，不進(jìn)行補償，可以看到斜率補償電路輸出電流為零；Vosc逐漸變大，補償的電流斜率也逐漸變大，共有四段補償斜坡，分別對應四段逐漸增大的占空比情況。在工作頻率為1.6 MHz時(shí)，此斜率波形能較好地補償電感電流，從而避免子諧波振蕩以及過(guò)補償的發(fā)生，有效地保證系統的穩定性。

　　5 結 語(yǔ)

　　本文討論了線(xiàn)性斜率補償電路的原理及電路結構，設計了一種能較好地工作在1.6 MHz的降壓型DC-DC轉換器的斜率補償電路，且原理簡(jiǎn)單易于實(shí)現。本款電路同樣適用于升壓轉換電路。