開(kāi)關(guān)電源的高性能電壓型PWM比較器

　　摘要： 本文設計并實(shí)現了一種開(kāi)關(guān)電源的高性能電壓型PWM比較器，具有輸入失調電壓低、工作頻率高、轉換速率快和功耗低等優(yōu)點(diǎn)。電路能夠實(shí)現模塊化，適合PWM控制芯片的系統集成。

　　關(guān)鍵詞： PWM比較器;失調電壓;開(kāi)關(guān)電源

　　引言

　　隨著(zhù)科學(xué)技術(shù)的迅猛發(fā)展，電器設備日新月異，趨向小型化、低功耗、高效率，使開(kāi)關(guān)電源需求日益增大，對電源的要求越來(lái)越高。

　　開(kāi)關(guān)電源采用功率半導體器件作為開(kāi)關(guān)，通過(guò)PWM控制開(kāi)關(guān)的占空比來(lái)調整輸出電壓。根據定頻控制方式分為電壓型和電流型PWM控制，由于電壓型PWM控制方式具有結構簡(jiǎn)單、易于實(shí)現等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應用。圖1所示是電壓控制型開(kāi)關(guān)電源的原理圖，其中虛框部分是控制芯片內部結構。

圖1 電壓控制模式開(kāi)關(guān)電源工作原理圖

　　從圖中可以看出，控制芯片有一個(gè)采用PWM調制法的電壓閉環(huán)反饋，將電壓誤差放大器放大后的直流信號與恒定頻率的三角斜波進(jìn)行比較。根據脈寬度沖調制原理，得到需要的一定占空比脈沖寬度，推動(dòng)開(kāi)關(guān)功率管的開(kāi)與關(guān)，經(jīng)變壓器耦合后得到恒定的輸出電壓?？刂菩酒暮诵碾娐肥荘WM比較器，脈沖寬度調制信號就是由PWM比較器產(chǎn)生。芯片的控制速度、效率、功耗很大程度上都是由PWM比較器決定。文中設計并實(shí)現了一種新型高性能的開(kāi)關(guān)電源電壓型PWM比較器，具有較低輸入失調電壓、轉換速率快、較低功耗和波形更陡。

　　圖2是電壓型PWM比較器工作波形，輸入三角波接在比較器的反向輸入端，誤差放大器的輸出信號送至比較器同相輸入端，經(jīng)放大后輸出PWM信號。

圖2 PWM工作波形圖

　　PWM比較器電路設計

　　設計的PWM比較器電路原理圖如圖3所示。集成電路對比較器的性能要求是從響應速度、輸入失調電壓、功耗和面積幾個(gè)方面來(lái)考慮的。

圖3 PWM比較器電路圖

　　電路中VC為控制信號，是比較器的同相輸入端; VOS為振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號，是比較器的反相輸入端;Vb作為電路中的偏置信號，提供差分對管的偏置和有源負載;最后經(jīng)過(guò)反相器輸出脈沖寬度調制信號V0。圖3中三個(gè)電容是為計算延遲時(shí)間畫(huà)出的等效電容。

　　該電路用兩個(gè)尺寸完全一致的具有低驅動(dòng)電流能力的PMOS管作為差分輸入管，它們分別控制兩個(gè)NMOS管M9和M10，當VC電壓值較低時(shí)，M10的柵電壓較高，M9則處于臨界導通狀態(tài)，所以V0輸出高電平。圖中M8是為了防止M9柵電壓過(guò)高時(shí)電流過(guò)大所設置的。該電路是雙端輸入轉單端輸出的放大電路，經(jīng)差分放大后輸出的微弱信號，由于信號弱，輸出電壓擺幅小，加入了共源共柵放大電路，末級反相器是為了增加電路的負載能力。

　　系統輸入失調電壓

　　電路的輸入失調電壓是元器件參數值的不相同造成的，其中主要是兩個(gè)輸入管閾值電壓、導通電阻等區別產(chǎn)生的。為了減小工藝誤差對電路性能的影響，兩個(gè)輸入PMOS管的面積需要做得很大，來(lái)補償摻雜濃度、溝道調制效應、氧化層電荷密度等因素起伏的影響，本電路中采用輸入PMOS管的寬長(cháng)比為300mm/6mm。

　　對系統輸入失調電壓的推導，假設電路完全平衡，即Vp的輸入能以和Vn輸入相同的方式傳送到輸出端。所以，M6、M7管完全匹配，M9、M10流過(guò)M5的電流被平分流過(guò)M6、M7。即：

　　
　　根據M9和M5尺寸比，可得M9的電流。同理，可得M10電流，i10電流按M16和M4尺寸比鏡像到i16。即：

　　由平衡條件可知，

　　即

　　考慮溝道調制效應可得系統增益：

　　由，可得系統輸入失調電壓。

　　從上面公式可見(jiàn)，在工藝參數一定的情況下，增益和失調電壓成反比，這就要求從幾個(gè)方面綜合考慮。相比之下，90倍的增益就已經(jīng)滿(mǎn)足需要了。為了減小輸入失調電壓，可以縮小M6的寬長(cháng)比。

　　經(jīng)仔細調整各個(gè)MOS管的寬長(cháng)比，綜合仿真檢測，系統失調電壓僅為0.118mV。

　　比較器速度

　　電路的反應速度與輸入信號差的絕對值有關(guān)，該絕對值越大，反應速度也越快。該反應速度還與偏置電壓有關(guān)，Vb電平很高時(shí)，差分對管流過(guò)的電流越小，對后級MOS管柵電容充放電的速度越小，比較器的反應速度降低。當Vb電平很低時(shí)，M11的偏置電壓也較低，同樣比較器的反應速度要下降。

　　比較器速度是由給寄生電容和電路電容充放電電流大小確定的。圖3畫(huà)出了比較器的主要寄生電容。C1是由M2與M4的漏擴散區造成的總耗盡電容;C2是由耗盡電容C1和柵源電容Cgs組成。

　　比較器的傳輸延遲主要是由三級延遲構成，第一級延遲是VDO從靜態(tài)工作點(diǎn)跳變到第二級跳變點(diǎn)VTRP2所用時(shí)間。假設驅動(dòng)第二級器件在跳變過(guò)程中大部分時(shí)間處于飽和區，近似認為有一恒定電流驅動(dòng)寄生負載電容。求得第一級延遲為：

　　其中

       第二級的延遲是在第一級延遲時(shí)間結束時(shí)輸出一個(gè)階躍變化的信號，從輸出任一電源跳變到下級跳變電壓的時(shí)間計算出來(lái)，因而確定第二級輸出速度。求得第二級延遲為：

　　同樣，第三級的延遲是由輸出反相器產(chǎn)生的，延遲時(shí)間的計算主要是根據輸入電壓上升到50%與輸出電壓下降到50%的時(shí)間延遲。

　　因此，電路的總延遲為：

　　電路的功耗

　　電路的功耗不僅與偏置信號Vb的電平有關(guān)，還與兩個(gè)進(jìn)行比較的信號電平值有關(guān)，具體為Vb電平越低，電路功耗越大;輸入的兩個(gè)信號電平越低，電路功耗也越大。

　　仿真結果分析

　　根據以上的分析和計算，本文采用1.2μm CMOS工藝的HSPICE模型參數，對該電壓型比較器性能進(jìn)行了幾個(gè)參數的仿真，電源電壓為3V。在仿真開(kāi)始時(shí)，所有器件都取其最小值，仿真過(guò)程中，根據需要和電路功能參數來(lái)調整。先確定i7之后，逐一調整M6和M7來(lái)滿(mǎn)足輸出電壓擺幅，使器件工作在飽和狀態(tài)。

　　根據圖3，PWM比較器的正端輸入是1MHz的鋸齒波信號，要求在-3db時(shí)頻寬要大于1MHz。調整后經(jīng)仿真得到PWM比較器小信號仿真波形，如圖4所示。增益達到了80db，在-3db頻寬接近1MHz，截至頻率大于100MHz。

圖4 PWM比較器小信號波形

　　在圖3中，加入差分對管可提升轉換的速率，加快比較器的翻轉。在輸出3V時(shí)，上升時(shí)間約4ns，下降時(shí)間約5.5ns，完全滿(mǎn)足在1MHz工作頻率的高性能要求。

　　圖5是調整后整體電路的輸出仿真波形圖，從仿真輸出波形圖中可以看出，PWM波形較陡峭，穩定性好，尖峰小，電路總功耗僅有618mW。

圖5  PWM比較器輸出波形和輸入波形

　　結語(yǔ)

　　通過(guò)對整個(gè)PWM比較器總體電路結構分析和計算，采用多路電流源代替傳統的電阻負載，輸入采用差動(dòng)放大電路，結合開(kāi)關(guān)電源的最新設計技術(shù)，設計出一種新型開(kāi)關(guān)電源電壓型PWM比較器。該電路可以作為一個(gè)模塊電路直接運用在開(kāi)關(guān)電源的電壓型控制芯片設計中，提高設計芯片的整體性能和系統集成化。設計的電路在1.2mm CMOS工藝下實(shí)現，仿真結果表明，電路各項指標達到了預期的要求。

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