一種精度可調的數字控制移相原理

　　1 　引 言

　　移相電路在現代通訊技術(shù)、波形調制和雷達掃描等許多方面有著(zhù)大量的運用。目前實(shí)現方式大致可分為模擬和數字2類(lèi)。模擬移相器的電路較為復雜、線(xiàn)性差、響應時(shí)間慢，抗電磁干擾能力差。而數字移相器主要分2類(lèi)[1]：第一類(lèi)是運用直接數字式頻率合成技術(shù)DDS。另一類(lèi)是利用單片機計數延時(shí)的方法實(shí)現。其中使用DDS的移相器的實(shí)現精度大多依照"360°/2°"的方式實(shí)現，即其能夠實(shí)現180°，90°，45°，22.5°，11.25°等精度[2]。另外其實(shí)現電路也較為復雜;而第二類(lèi)利用單片機雖然可以實(shí)現較高精度的移相，但使用的單片機屬于硬核IP[2]，在大規模集成和使用權問(wèn)題上十分不方便。本文介紹的基于可編程數字控制方法的移相原理，其精度可以通過(guò)精度控制輸入信號任意賦予(在本文中精度調制為1°來(lái)說(shuō)明)。此原理的電路采用采樣電路和精度為1°的360倍倍頻器等進(jìn)行延時(shí)輸出波形，方法簡(jiǎn)便，電路結構簡(jiǎn)單，能夠配合任意工藝特性加以實(shí)現，且能夠方便地集成到大規模電路中去。

　　2　 基本原理

　　本系統是基于數字倍頻器進(jìn)行延時(shí)操作而實(shí)現的移相。實(shí)現原理是把輸入模擬波形(如正弦信號)的周期Tin轉化為原來(lái)的1/data，Tin/data即為移相精度，data值通過(guò)精度控制輸入信號賦值。當data為360時(shí)，精度為1°;當data為720時(shí)，精度為0.5°;若要更小的精度，可依此類(lèi)推。本文中為便于顯示移相波形，把精度設置為1°。則精度為T(mén)in/360，所用的倍頻器倍頻因子即為360。這樣經(jīng)n個(gè)Tin/360延時(shí)(n為移相的具體數值，由記時(shí)控制輸入信號D賦值)，再輸出波形。和原波形相比就形成了移相。從實(shí)現的電路方面來(lái)講，要把輸入波形周期變?yōu)樵瓉?lái)的1/360，或者說(shuō)把輸入波形的頻率變?yōu)樵瓉?lái)的360倍，最直接的辦法就是采用倍頻器。而數字倍頻器的輸入是數字信號，則應先把模擬量轉化為數字量，這就需要一個(gè)模擬比較器。在得到倍頻輸出信號后，為了要得到希望的n值，還應在倍頻器后添加數字定時(shí)輸出計數器，以輸出延時(shí)控制信號。最后把模擬信號輸入A/D電路，通過(guò)ROM存儲，再在延時(shí)控制信號的作用下延時(shí)輸出數字量，再經(jīng)過(guò)D/A電路還原為模擬量，最終實(shí)現移相操作。其中倍頻器具有360倍倍頻能力。

　　輸入模擬信號(如正弦波)經(jīng)過(guò)信號比較器，波形電壓與零伏比較后，高于零伏的電壓段轉化為高電平，低于的轉化為低電平，這樣輸入信號就轉化為周期相同的數字信號。A/D，ROM，D/A和一些控制電路構成移相輸出控制模塊。其中移相控制部分的倍頻器，定時(shí)輸出計數器構成可編程數字控制部分，都可以通過(guò)硬件語(yǔ)言編譯實(shí)現。這樣得到的系統硬件原理框圖如圖1所示。

　　以下著(zhù)重說(shuō)明數字倍頻器、數字定時(shí)輸出計數器和數?；旌陷敵隹刂齐娐?。

　　2.1數字倍頻器

　　這里使用的數字倍頻器(電路如圖2所示)的算法是基于采樣的原理來(lái)實(shí)現[4]，理論上能夠實(shí)現任意倍倍頻，這里為方便說(shuō)明和顯示波形，設置為360倍，即倍頻因子為360，精度為1°。

　　當信號A經(jīng)過(guò)比較器后，A轉化為具有相同周期的數字信號DA，他們的周期均為T(mén)clk_in。通過(guò)引入高頻時(shí)鐘信號(其周期為T(mén)hf_clk)采樣，以此來(lái)計數在一個(gè)Tclk_in中含有的Thf_clk的個(gè)數，把這個(gè)結果記為Nhf。則有：

　　Nhf=Tclk_in/Thf_clk (1)

　　由于倍頻因子是360，所以對于倍頻后的結果clk_div_n1有：

　　Nhf_of_clk_dive_n1=Nhf/360 (2)

　　Tclk_div_n1=Nhf_of_clk_dive_n1×Thf_clk (3)

　　Tclk_div_n1為倍頻后倍頻器輸出波形的周期，Nhf_of_clk_dive_n1為一個(gè)Tclk_div_n1中含有的采樣信號周期的個(gè)數。

　　聯(lián)立式(1)，(2)，(3)，可得：

　　Tclk_div_n1=Tclk_in/360 (4)

　　亦即：

　　fclk_in×360=fclk_div_n1 (5)

　　從而實(shí)現了360倍倍頻。Tclk_div_n1就是信號A相移27π/360(即1°)時(shí)所占的時(shí)間間隔。圖3是本倍頻器的仿真波形(這里把倍頻因子固定為360)。在每次輸入信號周期變化后，都按照新的周期進(jìn)行360倍倍頻

　　這里應說(shuō)明的幾點(diǎn)是：

　　(1)如圖2所示，data就是精度控制信號，不難看出，實(shí)際上他也就是倍頻器的倍頻因子。當data=360時(shí)，移相精度為1°。那么當倍頻因子改變時(shí)，移相精度隨之而改變。若data為720，則移相精度為0.5°;若data為3 600，則移相精度為0.1°。這些都可以通過(guò)改變精度控制信號data來(lái)實(shí)現，從而達到精度可變的目的。

　　(2)reset為復位信號，在輸入信號DA(也就是電路圖中信號clk_in)時(shí)應先復位。

　　(3)從圖3可以看到，每隔一個(gè)Tclk_in，Nhf就會(huì )被重新計算一次，并與上次的結果作比較，這樣輸出信號cal_dif會(huì )在輸入信號clk_in的周期發(fā)生變化時(shí)(也就是兩個(gè)Nhf數值不一樣時(shí))，輸出一個(gè)高電頻。這個(gè)高電頻就是下兩個(gè)模塊數字定時(shí)輸出計數器和數?；旌陷敵隹刂齐娐分幸徊糠帜K的復位信號，從而達到倍頻器輸出信號周期自調節的目的。

　　(4)式(1)～式(5)的推導實(shí)際上都忽略了除法中的余數問(wèn)題。當式(1)除不盡時(shí)要考慮余數的四舍五入問(wèn)題。式(2)，式(4)應修改為：

　　Nhf_of_clk_dive_n1=Nhf/360 (6)

　　Tclk_in=360×Tclk_div_n1+R (7)

　　其中，R為倍頻后的時(shí)間余數，RN是倍頻后的計數整數的余數，他們是同一概念的2種表述.對余數四舍五入的實(shí)現方式是先把Tclk_div_n1作二倍頻處理得到Tclk_div_n2。以Tclk_div_n2對輸入周期Tclk_in再次采樣后得到值N。按照理想無(wú)余數的情況考慮，N應該是720。但當余數存在的情況下，若N大于720，則說(shuō)明，RN≥0.5。那么表示倍頻器的輸出結果Tclk_div_n1的式(3)應修改為：

　　Tclk_div_n1=(Nhf_of_clk_dive_n1+RN)×Thf_clk (8)

　　當RN≥0.5時(shí)，按四舍五入考慮，可得：

　　Tclk_div_n1=(Nhf_of_clk_dive_n1+1)×Thf_clk (9)

　　若N沒(méi)有大于720，則說(shuō)明RN<0.5。那么就按照式(3)處理;否則應該按照式(9)處理。

　　2.2 定時(shí)輸出計數器

　　定時(shí)輸出計數器的輸入有計數數據data(9位)、復位信號set、數據輸入加載信號q和clk，輸出out.其中clk接倍頻器輸出信號clk_div_n1。定時(shí)輸出計數器的仿真波形如圖4所示。計數器的復位分2種情況;首先是倍頻器的輸出信號cal_dif引起的復位;然后在輸入新的數據data時(shí)，由q引起的復位。由于數據data是9位，則僅當D<101101000(即10進(jìn)制的360)時(shí)，q才引起復位。否則不復位，數據也不加載。當計數器復位后，out為0，在data個(gè)周期后，out輸出高電平。如仿真波形圖4所示，每輸入一個(gè)小于360的數，則輸出信號變?yōu)榈碗娖?，直到延遲時(shí)間結束后輸出高電平。

　　2.3輸出控制模塊

　　輸出控制模塊的主要作用是波形保持。先保持兩組波形一致，即先在模擬輸入信號輸入A/D[5，6]轉換電路后，得到的數字量同時(shí)輸入到兩個(gè)相同的ROM中存儲。在這個(gè)過(guò)程中倍頻器一直處于復位狀態(tài)。在ROM中存儲完一個(gè)輸入信號局期后，給一個(gè)信號使倍頻器停止復位，開(kāi)始正常工作。ROM1在計數器開(kāi)始運作時(shí)就開(kāi)始循環(huán)輸出數據。ROM2在響應完延時(shí)信號后循環(huán)輸出數據。其原理框圖如下：

　　3 最終仿真波形

　　這里的A/D電路是10位逐次逼近型電路，輸入信號周期為720 μs，時(shí)鐘工作頻率為5 MHz，每隔11個(gè)時(shí)鐘周期采一次樣。應根據采樣的次數確定ROM的大小。這里的輸入模擬信號周期為720μs，A/D時(shí)鐘周期為0.2μs，共采樣300次，每次10位數，則這里需要4 k的兩個(gè)ROM。ROM2的輸出由定時(shí)輸出計數器控制。這里假設相移要求為17°，則其時(shí)間延遲Tdelay=17×Tclk_div_n1。最終仿真波形如圖6，圖7所示。

　　圖7是圖6左下角數據的放大。這是由Cadence 公司的仿真軟件Spectre仿真計算得到。在圖6中，上面的波形為原來(lái)的正弦輸入信號;中間的是不經(jīng)過(guò)移相而直接輸出的結果;下面的是移相后的波形。由軟件顯示計算2個(gè)波形的時(shí)間差為：TB-TA=38.9066μs-4.90673μs=33.999 9μs△34 μs。根據本文介紹的延時(shí)控制理論，延時(shí)的數值應為：TDelay=17×(720μs/360)=34μs。由此可見(jiàn)，仿真后得到數據和理論數據完全吻合，從而證實(shí)了本文原理的正確性。

　　4 結 語(yǔ)

　　通過(guò)上面論證，文中移相器的精度理論上可以任意定義。倍頻器在因溫度等外界因素導致輸入信號A的周期發(fā)生變化時(shí)，能立刻自我調整，使輸出與輸入的關(guān)系恒定(即fclk_in×360=fclk_div_n1)，并能夠根據外部輸入信號A的周期變化進(jìn)行自我調節適應，另外對倍頻后的時(shí)間余數進(jìn)行了四舍五入處理，因而具有精度高，失真度小的特點(diǎn)。如果調整工藝，并使用性能較高的比較器，那么還可以使得移相器的輸入信號頻率大大提高，從而滿(mǎn)足高頻電路的移相需要，拓寬了應用領(lǐng)域。同時(shí)本移相器除了適合正弦信號外，還適用于三角波信號和其他模擬信號的移相。