3GPP LTE中的OFDMA和SC-FDMA性能比較

通用陸地無(wú)線(xiàn)接入(UTRA)演進(jìn)的目標是構建出高速率、低時(shí)延、分組優(yōu)化的無(wú)線(xiàn)接入系統[1]。 演進(jìn)的UTRA致力于建立一個(gè)上行速率達到50 MHz、下行速率達到100 MHz、頻譜利用率為3G R6的3～4倍[2] 的高速率系統。為達到上述目標，多址方案的選擇應該考慮在復雜度合理的情況下，提供更高的數據速率和頻譜利用率。在上行鏈路中，由于終端功率和處理能力的限制，多址方案的設計更具挑戰性，除了性能和復雜度，還需要考慮峰值平均功率比(PAPR)對功率效率的影響。

　　在3GPP LTE的標準化過(guò)程中，諾基亞、北電等公司提交了若干多址方案，如多載波(MC)-WCDMA，MC-TD-SCDMA，正交頻分多址接入(OFDMA)，交織頻分復用(IFDMA)和基于傅立葉變換擴展的正交頻分復用(DFT-S OFDM)。OFDMA已成為下行鏈路的主流多址方案，并且是上行鏈路的熱門(mén)候選方案，其中，北電公司的方案支持頻分雙工(FDD)方式[3]，信息產(chǎn)業(yè)部電信傳輸研究所的方案支持時(shí)分雙工(TDD)方式[4]。

　　由于正交頻分復用(OFDM)能夠很好地對抗無(wú)線(xiàn)傳輸環(huán)境中的頻率選擇性衰落，可以獲得 很高的頻譜利用率，OFDM非常適用于無(wú)線(xiàn)寬帶信道下的高速傳輸。通過(guò)給不同的用戶(hù)分配不同的子載波，OFDMA提供了天然的多址方式。由于用戶(hù)間信道衰落的獨立性[1]，可以利用聯(lián)合子載波分配帶來(lái)的多用戶(hù)分集增益提高性能，達到服務(wù)質(zhì)量(QoS)要求。然而，為了降低成本，在用戶(hù)設備(UE)端通常使用低成本的功率放大器，OFDM中較高的PAPR將降低UE的功率利用率，降低上行鏈路的覆蓋能力。由于單載波頻分復用(SC-FDMA)具有的較低的PAPR，它被提議成為候選的多址方案[5]。

　　目前，OFDMA已被廣泛研究，并已成為3GPP LTE的下行鏈路的主流多址方案。然而，在上行鏈路的研究中，盡管SC-FDMA成為主流的多址方式，但OFDM和SC-FDMA之間的比較大多從 PAPR的角度進(jìn)行，而沒(méi)有考慮兩者的鏈路性能，更沒(méi)有充分地考慮PAPR和性能的折衷。本文比較了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，并仿真了它們在無(wú)線(xiàn)信道中的基本性能。仿真結果表明：盡管DFT-S OFDM具有較低的PAPR，但它的鏈路級性能卻不如OFDMA。

　　1  OFDMA和DFT-SOFDM的基本原理

　　1.1OFDMA的基本原理

　　OFDMA將整個(gè)頻帶分割成許多子載波，將頻率選擇性衰落信道轉化為若干平坦衰落子信道，從而能夠有效地抵抗無(wú)線(xiàn)移動(dòng)環(huán)境中的頻率選擇性衰落。由于子載波重疊占用頻譜，OFDM能夠提供較高的頻譜利用率和較高的信息傳輸速率。通過(guò)給不同的用戶(hù)分配不同的子載波，OFDMA提供了天然的多址方式，并且由于占用不同的子載波，用戶(hù)間滿(mǎn)足相互正交，沒(méi)有小區內干擾(如圖1所示)。同時(shí)，OFDMA可支持兩種子載波分配模式：分布式和集中式。在子載波分布式分配的模式中，可以利用不同子載波的頻率選擇性衰落的獨立性而獲得分集增益。

　　此外，因為OFDMA已成為下行鏈路的主流方案，上行鏈路如也采用OFDMA，LTE的上下行鏈路將具有最大的一致性，可以簡(jiǎn)化終端的設計。

　　一個(gè)分配了M個(gè)子載波的用戶(hù)的傳輸信號可表示為：D =[d 0，d 1……d M-1]T，其中，T代表矩陣轉置，di是調制信號。

　　經(jīng)過(guò)快速傅立葉反變換(IFFT)調制后，信號向量S =F N* T N,M D，其中TN，M代表子載波分配的映射矩陣，其元素是表達子載波的分布式或者集中式分配。F*N是N點(diǎn)IFFT矩陣，*代表共軛轉置，并且FN=[f 1T，f 2T……f NT]T，

　　經(jīng)過(guò)衰落信道和快速傅立葉變換(FFT)信號處理后，頻域的接收信號可以作如下表達：R=HTN，M D+n，其中H=diag(Hk)，Hk是第k個(gè)子載波上的頻域響應；n是高斯噪聲向量；R=[r(0)，r (1) ……r (N-1)]T，r (k)是第k個(gè)子載波上的接收信號。

　　由于OFDM的時(shí)域信號是若干平行隨機信號之和，因而容易導致高PAPR?；径说墓β氏拗葡鄬^弱，并且可以采用較為昂貴的功率放大器，所以在下行鏈路中，高PAPR不會(huì )帶來(lái)太大的問(wèn)題。然而，在上行鏈路中，由于用戶(hù)終端的功率放大器要求低成本，并且電池的容量有限，因而高PAPR會(huì )將降低UE的功率利用率，減小上行的有效覆蓋。為避免OFDM的上述缺點(diǎn)，必須降低PAPR。

　　降低OFDM的PAPR的技術(shù)有很多，比如選擇性映射、削波和濾波等等。文獻[6]中證明了通過(guò)削波和濾波，可以將PAPR降低到6 dB以下時(shí)，同時(shí)對OFDM的性能影響很小，而且帶來(lái)的復雜度增加也是可以接受的。因此，本文將主要研究不同多址方案的鏈路級性能的比較。

   1.2DFT-SOFDM的基本原理

　　結合動(dòng)態(tài)帶寬分配的單載波傳輸技術(shù)已成為L(cháng)TE上行鏈路的主要候選多址方案[1]，其主要優(yōu)勢是具有較低的PAPR。與多載波信號相比，單載波技術(shù)可以降低對終端功放的要求，提高功率的利用率。

　　DFT-S OFDM可以認為是SC-FDMA的頻域產(chǎn)生方式，是OFDM在IFFT調制前進(jìn)行了基于傅立葉變換的預編碼。不加循環(huán)前綴的傳輸信號可以表達為：S=FN* TN，M FM D，其中FM是M點(diǎn)FFT。

　　DFT-S OFDM也具有兩種模式：集中式和分布式。圖2是集中式DFT-S OFDM的示例，其中m 1……m M表示M個(gè)不同的調制器傳輸的比特數，而f 1……f M表示N點(diǎn)IFFT的M路輸入。在發(fā)送端，先對塊長(cháng)為M的調制信號進(jìn)行M點(diǎn)FFT信號處理，再根據子載波映射模式將M點(diǎn)FFT的輸出信號映射到N個(gè)子載波上，經(jīng)過(guò)IFFT將信號轉變?yōu)闀r(shí)域信號之前，可以進(jìn)行頻域脈沖成型。與時(shí)域脈沖成型類(lèi)似，頻譜成型可以在頻譜的利用率和PAPR間折衷，如果滾降系數大于 0，則使頻譜擴張，這與時(shí)域脈沖成型要求的過(guò)采樣率相對應。

　　接收端為圖2的逆過(guò)程。在去保護間隔和N點(diǎn)FF

T處理以后，頻域的接收信號為：R=HTN，M FM D +n，此時(shí)DFT-S OFDM也能在頻域進(jìn)行均衡。

　　2  系統參數設定和均衡器

　　在3GPP LTE的提案中，很多仿真結果都是在3GPP步行環(huán)境B類(lèi)信道(PB)3 km/h或者車(chē)載環(huán)境A類(lèi)信道(VA)120 km/h的情況下。不論是OFDMA還是DFT-S OFDM，在經(jīng)過(guò)這樣的衰落信道后，其接收信號都將成為頻率選擇性信號。如果用戶(hù)所占用的子載波上的信道不是常值的話(huà)，就需要頻域均衡器來(lái)恢復信號。本文中采用迫零(ZF)均衡器。

　　對于OFDMA系統，在經(jīng)過(guò)ZF均衡后，信號可以表達為：

　　其中n'=H*Wn，W是對角矩陣，定義為：

　　在OFDMA的接收端，經(jīng)過(guò)均衡后，恢復的數據直接送入軟解調和解碼單元。很明顯，由于信道是頻率選擇性的，可以獲得頻率分集增益。信道的頻率選擇性越強，則OFDMA能獲得的頻率分集增益越大。在下節中，仿真結果將證實(shí)我們的分析。

　　對于DFT-SOFDM系統，在進(jìn)行最小均方誤差(MMSE)均衡后，信號可表示為：R=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，MFMD+n'，其中

　　比較D和R，可以看到DFT-SOFDM在頻域均衡后，在解調和解碼單元前，還需要進(jìn)行M點(diǎn)的IFFT(與發(fā)送端相對應)。經(jīng)過(guò)M點(diǎn)IFFT后，信號可表示為：

　　其中。已恢復的數據D送入DFT-S OFDM接收端的軟解調和解碼單元。DFT-S OFDM的優(yōu)勢在于其信號的時(shí)域實(shí)現能夠在一定程度上降低PAPR。但是，由于解碼也是在時(shí)域進(jìn)行的，DFT-S OFDM只能利用時(shí)域選擇性衰落。

　　表1 給出了本文仿真的公共參數[7]。

　　3  仿真結果的比較

　　DFT-S OFDM和OFDMA兩種上行多址方式的鏈路級仿真結果如圖3所示。當每用戶(hù)分配300個(gè)相鄰子載波時(shí)，兩種多址方式的未編碼系統的誤碼率(BER)性能分別如圖3中紅色和藍色線(xiàn)所示，這里，兩者都是理想信道估計，均采用ZF均衡。

　　可以看到，DFT-S OFDM性能劣于OFDMA，原因在于信道是頻率選擇性的。OFDMA在頻域進(jìn)行解調，其性能取決于深衰落的子載波；而對于DFT-S OFDM，解調是在時(shí)域進(jìn)行的，并且其信號是IFFT之前信號的平均，不能有效利用信道頻率選擇性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM對信噪比(SNR)更為敏感，隨著(zhù)SNR的增加，OFDMA和DFT-S OFDM性能會(huì )逐漸接近。

　　圖4給出了每用戶(hù)分配300個(gè)相鄰子載波、16相正交幅度調制(16QAM)調制時(shí)，兩種多址方式的編碼系統的誤塊率(BLER)性能。這里 OFDMA采用了ZF均衡，而DFT-S OFDM采用了MMSE均衡?？梢钥吹?，當BLER為10-2時(shí)，OFDM與DFT-S OFDM相比，具有3 dB的增益。原因在于信道是頻率選擇性的，OFDMA能有效利用信道的頻率選擇性。所以，結合編碼的OFDM系統與時(shí)域編碼系統相比，能獲得明顯的增益。

　　在實(shí)際系統中，接收端需要進(jìn)行信道估計。圖5是實(shí)際信道估計下的兩種多址方案在120 km/h信道中的性能比較，采用了文獻[8]中對OFDMA和DFT-SOFDM定義的系統框圖。對于兩種多址方案，信道估計誤差都會(huì )降低其性能。 OFDMA優(yōu)于DFT-S OFDM，在BLER為10-2并采用16QAM調制時(shí)，OFDMA有5 dB的增益。

    多輸入多輸出(MIMO) 技術(shù)也是LTE的候選技術(shù)，它可以改善性能和提供頻譜利用率。圖6是兩種多址方案在理想信道估計時(shí)，結合MIMO技術(shù)的性能。這里，發(fā)送端采用了空時(shí)分組碼(STBC)；在接收端，OFDMA和DFT-SOFDM分別采用了ZF均衡和MMSE均衡。從仿真結果可以看到，在BER為10-2、采用正交相移鍵控(QPSK)調制時(shí)，OFDMA有2 dB的增益。當增加調制階數，由QPSK變?yōu)?6QAM后，OFDMA與DFT-SOFDM相比，增益增加到6.5 dB。因此，盡管MIMO技術(shù)能明顯改善DFT-S OFDM的性能，由于不能利用頻率選擇性，結合MIMO的系統中，DFT-S OFDM的性能仍劣于OFDMA。

　　4  結束語(yǔ)

　　本文闡述了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，比較了兩者的基本性能。仿真結果表明，在未編碼的條件下，當BER為10-3 、12個(gè)子載波被占用時(shí)，OFDMA優(yōu)于DFT-S OFDM 1 dB；在采用Turbo編碼的條件下，當BER為10-3時(shí)，OFDMA與DFT-S OFDM相比，有將近3 dB的增益；在結合MIMO的系統中，OFDMA對DFT-S OFDM的鏈路級性能的優(yōu)勢將擴大。由于OFDMA的PAPR可以降低到3 GPP要求的6 dB以下，而性能降低小于0.5 dB[6]，因此從鏈路級性能來(lái)看，OFDMA的性能優(yōu)于DFT-S OFDM。