測試電源的輸入瞬變和負載瞬變

電源的輸入瞬變和負載瞬變的指標是表示電源對供電電源和負載電流突變的響應能力。通過(guò)了解發(fā)生瞬變時(shí)電源的響應，可以觀(guān)察到輸出過(guò)沖或振蕩的趨勢。輸入瞬變和負載瞬變分別是指電源電壓和負載電流的階躍變化對電源輸出的干擾。電源的輸出響應反映出電源對于因輸入和負載躍變而產(chǎn)生的各種頻率諧波的衰減能力。

產(chǎn)生輸入瞬變和負載瞬變
除了產(chǎn)生人為干擾外， 測試裝置還必須能夠很好地模擬電源的實(shí)際工作環(huán)境。為了使電源輸出超出穩壓范圍，從而得到控制器的最大響應，就需要產(chǎn)生比控制器的響應時(shí)間更快的輸入階躍和負載電流階躍，也就是說(shuō)，開(kāi)關(guān)轉換器的階躍變換必須發(fā)生在半個(gè)開(kāi)關(guān)周期內。因此要在電路板設計和元件選擇上特別注意，因為測試電路的寄生電感、電容和電阻的大小直接決定了電源和電流階躍的上升時(shí)間和幅度。

輸入瞬變
快速的輸入瞬變可以通過(guò)兩個(gè)導通電阻低的NMOSFET在兩個(gè)直流電壓源間切換產(chǎn)生，如圖1所示。 在A(yíng)、B時(shí)間段， Q1和Q2分別導通，將電源分別與5V和3V電壓源相連。為了確保MOSFET完全導通，Q1和Q2的柵極電壓必須高于源-漏電壓。 盡管這需要較高的電壓輸入， 但對于5V和更低的電源系統， 利用函數發(fā)生器或者M(jìn)OSFET 驅動(dòng)器(如MAX4428)很容易提供足夠的電壓。

寄生效應
寄生電感、電容、電阻使電路無(wú)法產(chǎn)生干凈的階躍函數波形， 為了能讓大電流流過(guò)，必須盡量減少寄生效應。 否則，電路的大電容和低串聯(lián)電阻，加上MOSFET和電源輸入間的結電感和結電容，將會(huì )產(chǎn)生非阻尼的階躍響應(諧振)， 繼而導致振蕩。
如果電路板設計需要CIN和電源的輸入直接相連(輸入旁路電容和電源輸入之間存在MOSFET會(huì )導致電路不能正常工作)， 那么輸入電壓的階躍必然也會(huì )強加在CIN上。 為了在苩時(shí)間內有芕STEP的電壓變化， 電容CIN必須流過(guò)的電流。 旁路電容(CBP)必須是低RESR的陶瓷電容，并且遠大于CIN。 這樣能盡量減少RESR上的電壓降，在要求的時(shí)間內提供給CIN需要的充電電流。
盡管有陶瓷旁路電容，但電容的串聯(lián)電感(LESL)， 以及CIN和CBP之間的電感LS會(huì )對快速的上升時(shí)間和大電流的產(chǎn)生有抑制作用。 幾個(gè)nH的電感會(huì )限制電流的上升時(shí)間， 進(jìn)而限制在CIN產(chǎn)生階躍電壓。 太大的寄生電感還會(huì )導致過(guò)沖或振蕩， 從而會(huì )使輸入瞬變不是一個(gè)干凈的階躍函數。
可以通過(guò)連接并聯(lián)的小陶瓷電容來(lái)降低寄生電阻和電感。 這種方法通過(guò)將多個(gè)電容的RESR和LESL并聯(lián)降低總的等效阻抗。 也可以采用無(wú)引線(xiàn)電容和多層陶瓷芯片電容(MLCC)來(lái)降低電感。 旁路電容和MOSFET漏端之間的連線(xiàn)上也會(huì )產(chǎn)生阻抗。加寬和縮短旁路電容到MOSFET漏極的連線(xiàn)可以有效降低相應的阻抗。
在選擇Q1 和 Q2時(shí)，考慮的主要參數包括導通電阻(RDS_ON)、封裝尺寸和柵電容。高的RDS_ON值會(huì )限止流過(guò)CIN的電流，并會(huì )因為開(kāi)關(guān)電源轉換時(shí)產(chǎn)生的脈沖電流導致過(guò)量的電壓振蕩。由于RDS_ON是電源充放電路徑上最主要的電阻來(lái)源，因此必須降低它的數值。
MOSFET的等效串聯(lián)電感，包括源-漏電感和內部壓焊導線(xiàn)和引線(xiàn)帶來(lái)的電感。小的封裝結構由于壓焊導線(xiàn)和引線(xiàn)較短，引入的電感相對較小。例如，同樣的MOSFET芯片，采用D2Pak 封裝時(shí)總共有10nH 的串接電感，而采用SO8封裝時(shí)只有3.2nH。
具有低導通電阻的MOSFET通常有較高的柵電容(CGS)，有時(shí)需要采用MOSFET驅動(dòng)器，以便快速地對CGS充放電。 類(lèi)似MAX4428這樣的驅動(dòng)器由于能夠驅動(dòng)幾個(gè)nF的柵電容，因而很適合這種應用。將驅動(dòng)器和MOSFET柵極之間的連線(xiàn)縮短、增寬可以減小電容和電阻。
當電容充放電路徑上的電感和電阻最小化以后，可以將MOSFET連接在電壓源的旁路電容和電源的輸入電容之間，或直接連到電源輸入。 后一種情況中，電壓源的旁路電容也當作電源的輸入電容。 在這兩種情況下，都要盡量減小MOSFET到CIN之間或MOSFET到電源輸入之間連線(xiàn)的長(cháng)度，以減小PCB板上的寄生電感和電阻。

負載瞬變
產(chǎn)生負載瞬變階躍函數的最好方法是在電源輸出端用一個(gè)NMOSFET在兩個(gè)不同的負載電阻之間切換。 對于大輸出電流， MOSFET本身可以作為負載元件，如圖2所示。MOSFET的漏極與電源的輸出端相連，源極通過(guò)一個(gè)電流檢測電阻與地相連。 只要MOSFET不工作在飽和區，就可以通過(guò)調整VGS來(lái)改變RDS_ON， 進(jìn)而改變負載電流。
為了避免在電流測量回路中引入額外的電感，必須使用低電感的電流檢測電阻。太大的電感值會(huì )影響輸出電流的上升時(shí)間， 在源漏電容CDS和連線(xiàn)的寄生電感LPARA之間產(chǎn)生振蕩。 在這種結構中，檢測電阻也是負載的一部分。
MOSFET必須直接連在輸出電容COUT的兩端。 小尺寸的封裝或者并聯(lián)MOSFET能夠進(jìn)一步減少寄生電感LPARA。為了得到快速干凈的切換信號，應該盡量縮短和加寬MOSFET的柵極和脈沖發(fā)生器(或MOSFET驅動(dòng)器)之間的連線(xiàn)，以減小連線(xiàn)電感和電阻(RG和LG)。
對于RLOAD >> RDS_ON的情況，須將MOSFET連接在地和負載電阻RA之間，另外需將另一個(gè)負載電阻RB和MOSFET并聯(lián)，如圖2中粗線(xiàn)所示。MOSFET導通時(shí)，負載電阻為RA；關(guān)斷時(shí)，負載電阻為RA+RB。 對于后一情況，應該盡量縮短RA 和 RB之間的連線(xiàn)以降低寄生參數。 另外，盡量不要使用會(huì )產(chǎn)生額外電感的線(xiàn)繞電阻，建議選用功率型金屬薄膜電阻。

環(huán)路增益衰減
無(wú)反饋的降壓轉換器的簡(jiǎn)化圖如圖3A所示。輸入瞬變和負載瞬變分別由ILOAD(s) 和 VIN(s)表示。它們對輸出產(chǎn)生的擾動(dòng)為

。
其中GVIN(s)是控制器的電源濾波增益，表示從輸入到輸出的小信號增益：
，
其中D是控制器的占空比，L、COUT和 RLOAD 如圖3B所示。
降壓轉換器的輸出阻抗ZOUT(s)為：

，
其中RLOAD是控制器的直流工作負載。
如果沒(méi)有反饋的話(huà)，輸入電壓或者負載電流的擾動(dòng)會(huì )直接傳遞到輸出電壓。例如，一個(gè)降壓轉換器的輸入電壓為12V，占空比為50%，輸出電壓為6V。因此，2V輸入電壓的變化會(huì )引起輸出電壓1V的變化。如果引入反饋，輸出就會(huì )被調整到一個(gè)參考電壓值VREF，如圖3A的粗線(xiàn)部分所示。這時(shí)，輸入和負載擾動(dòng)產(chǎn)生的增益為

上式描述了閉環(huán)增益的情況，由于引入反饋，外界擾動(dòng)對輸出的干擾減少了倍。
上式中，GFB是反饋增益，GC(s)是控制器增益，包括電源濾波器和誤差放大器的增益以及控制回路中其他的增益成份。GFB