GSM功率放大器的電源設計
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現代的便攜式設備通常采用電池供電，電池電壓可能高于或低于開(kāi)關(guān)轉換器輸出電壓。例如, 正常使用時(shí)鋰離子電池端電壓在2.7～4.2V變化,而采用鋰電池時(shí)，設計人員通常需要從2.7～4.2V產(chǎn)生+3.3V的主電源電壓在設計+3.8V的GSM電話(huà)功率放大器電源時(shí)也面臨同樣問(wèn)題。類(lèi)似于單節鋰電池的情況，采用3節串聯(lián)鎳氫電池產(chǎn)生+3.3V/+3.8V電源時(shí)同樣遇到這樣的問(wèn)題，3節串聯(lián)鎳氫電池端電壓變化范圍從2.6～4.2V。當輸入電壓高于或低于轉換器輸出電壓時(shí)，工程師只有少數幾種調節技術(shù)可供選擇。其中一個(gè)好的方案是采用SEPIC(Single-Ended Primary Inductance Converter,單端初級電感轉換器），因為SEPIC轉換器在整個(gè)電池端電壓變化范圍內提供穩壓輸出，比線(xiàn)性穩壓器或降壓型開(kāi)關(guān)轉換延長(cháng)了50%的使用時(shí)間。
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/2962.htm本文討論的功率電源設計采用單節鋰電池或者3節鎳氫電池，輸入電壓范圍是2.6～4.2V，輸出電壓為+3.8V，平均負載電流為380mA，但是轉換器必須保證能夠提供2.6A的峰值電流。在關(guān)閉模式，輸出必須與輸入完全隔離以防止電池空耗。對于GSM電話(huà)來(lái)說(shuō)，允許的元器件高度最高為4mm。圖1所示電路完全達到了這些設計目標，輸入電壓范圍從 2.5～5.5V，并且輸出電流最高達到 500mA。
主要考慮輸入電壓最低時(shí)如何選擇元器件，開(kāi)關(guān)轉換器在電池接近放電終止、電壓達到最低點(diǎn)時(shí)必須保證可靠啟動(dòng)，因此正確選擇轉換器和MOSFET器件是設計的關(guān)鍵因素。圖1中MAX669開(kāi)關(guān)轉換器允許將輸出電壓通過(guò)U1與輸入電壓相連接，以提高功率MOSFET的柵級驅動(dòng)電壓、降低導通阻抗，這種技術(shù)稱(chēng)為自舉。如果移走電容C4，電感L2和二極管對U1，圖1就成為MAX669標準的升壓型轉換器配置。將D1的陰極連接到MAX669的VCC引腳，使輸出電壓自舉到輸入端。自舉電路配置下，電源上電啟動(dòng)時(shí)電池電壓減去D1的電壓降即是MAX669的供電電壓。當轉換器開(kāi)始升壓轉換后輸出電壓將會(huì )升高，升高的電壓將增強MOSFET的柵級驅動(dòng)能力，降低導通阻抗，提高效率。因此，自舉電路可使轉換器在低壓和重負載下可靠啟動(dòng)。不幸的是SEPIC電路中的電容C4（見(jiàn)圖1），在電池輸入和穩定輸出之間導致效率損失。雙二極管U1提供一個(gè)交替的通路，在電源啟動(dòng)時(shí)，U1允許電池給MAX669供電；而當轉換器輸出電壓高于電池電壓時(shí)，則由轉換器輸出供電給MAX669，同時(shí)增強MOSFET的柵級驅動(dòng)。
MOSFET Si2302的典型的柵級門(mén)限為+1.5V，+2.2V的啟動(dòng)電壓（最小的輸入電壓+2.5V減去0.3V二極管壓降）可保證飽和驅動(dòng)。轉換器輸出達到+3.8V時(shí)，柵級驅動(dòng)電壓為+3.5V，MOSFET的導通電阻將降低至典型值112mΩ(125℃)。
自舉轉換器輸入不僅降低了MOSFET導通阻抗，同時(shí)也降低了功耗。MOSFET的反向電容（Crss)是導致轉換損耗的因素之一，該電容限制了MOSFET的導通與斷開(kāi)時(shí)間，如果選擇具有低反向電容(Crss)的MOSFET，可進(jìn)一步降低MOSFET損耗。另外一個(gè)造成轉換器損耗的因素是MOSFET的漏極電壓偏移，圖1中該電壓較低(Vds=Vin+Vout+Vd =10Vmax.)。選擇具有快速驅動(dòng)MOSFET柵級能力的開(kāi)關(guān)轉換器同樣可以降低轉換損失。MAX669的2Ω驅動(dòng)器可以高速驅動(dòng)MOSFET柵級，進(jìn)一步降低功耗。
可參考下列經(jīng)驗公式計算轉換損耗:
P=2.5*Vds1.85*Ip*Crss*f
式中，Vds=8V, Crss=200pf當Si2302漏極電壓較低時(shí)，f=500kHz?？紤]到MAX669的高速MOSFET驅動(dòng)能力，不需要在此公式中考慮上升斜率的影響。轉換器輸出電流為100mA時(shí)，通過(guò)T1的峰值電流為406mA，轉換器損耗為4.75mW；轉換器輸出500mA電流時(shí)，損耗將達到19mW，T1的峰值電流為1.59A。
另一個(gè)導致功耗的原因來(lái)自MOSFET的柵級電荷，選擇一個(gè)具有低柵級電荷的MOSFET有利于減少損耗。Si2302在500KHz時(shí)僅有5nC的柵級電荷，它將從電池額外吸取2.5mA的電流。假如電池電壓為4V，功率消耗約為10mW。該損耗是恒定的，與轉換器的輸出電流無(wú)關(guān)。
圖1電路的兩個(gè)電感的等效串聯(lián)內阻同樣產(chǎn)生功耗。該電路使用的電感串聯(lián)內阻典型值為71mΩ。因為串聯(lián)內阻比較低，直流阻抗損耗可以忽略不計。500kHz的開(kāi)關(guān)頻率是產(chǎn)生功耗的另外一個(gè)因素，集膚效應導致直流阻抗增加10倍。幸運的是流過(guò)電感的電流交流成分相對于直流成分偏小。
減小鐵氧體磁芯的磁通密度變化同樣可降低損失，選擇一個(gè)高自感應系數的電感，電流改變對磁通密度的影響較小?？梢詮牧汶姼须娏鞯?/font>1.3A的最大電感電流來(lái)近似估計磁通密度的變化量約350T（T表示磁通密度單位）。電感電流的交流成分變化±75mA，對應磁通密度變化±20mT。在此頻率和磁通變化范圍內，大多數鐵氧體磁芯損失低于50mW/cm3。因為鐵氧體體積只有0.1cm3，CDRH6D38磁芯損耗只有5mW，高輸出電流情況下可以忽略不計。
該應用中可以選擇幾種不同的二極管，二極管最小額定參數為10V/0.6A，可承受1.5A的峰值電流。本電路采用ZHCS1000，一個(gè)SOT23封裝的40V器件。具有低的雪崩電壓值的器件壓降較低，能夠減少傳導損耗。但是對于低壓器件，較高反向電容會(huì )導致開(kāi)關(guān)損耗增大。為獲得較高的轉換效率需慎重考慮電流范圍。溫度低于85℃時(shí)，二極管的反向電流產(chǎn)生的功耗可以忽略。隨著(zhù)溫度升高，二極管導通壓降減小，對于每個(gè)二極管都存在一個(gè)最佳溫度點(diǎn)，在該溫度下二極管反向電流和正向電壓所產(chǎn)生的功耗最小。
耦合電容C4對電路的效率有一定影響。C4的電壓等于輸入電壓，選擇額定電壓值為6.3V的電容較為合適。MAX669處于關(guān)斷模式時(shí)，電流損耗僅6mA。
盡管圖1輸出電壓較低，但是測量得到的效率曲線(xiàn)還是相當好的。圖2是在不同輸入電壓（2.5V～5.5V)和負載電流 (100mA～600mA)下測出的效率曲線(xiàn)。輸入電壓為5.5V，輸出電流380mA時(shí)效率峰值為85.9%。高輸出電流時(shí)測量的結果精確符合標準SEPIC轉換器效率公式；但是在低輸出電流時(shí)則有5%（大約30mW）的誤差。該公式忽略了以上描述的幾種損耗：柵級充電損失10mW，鐵氧體損失另外10mW，轉換損耗5mW，MAX669自身?yè)p耗約2mW，因此存在5%的誤差。高負載電流下，這些損耗可以忽略不計，但是在輕負載時(shí)就必須考慮它們的影響。與PWM模式不同，轉換器的開(kāi)關(guān)頻率一般為500kHz，空閑模式下，轉換器只有在需要時(shí)才輸出脈沖。這種模式能極大的減小柵級電荷、轉換器和鐵氧體損耗。轉換器處于關(guān)斷模式時(shí)，電路只消耗5mA電流,不僅MAX669的關(guān)斷電流極低,電容C4也可防止電池對負載放電。而標準的升壓型電路在關(guān)斷模式下，負載仍然通過(guò)電感和二極管與電池保持連接，從電池吸取電流。
最主要的轉換器損耗來(lái)自于二極管D1。上面提到，一個(gè)具有低反向電壓值的二極管同時(shí)具有較低的正向導通壓降。使用MBRM120LT3二極管（20V反向電壓值），略微降低正向壓降，可將效率提高1.1%。盡管它的反向結電容大大高于ZHCS1000（300PF/180PF），但是降低的正向導通壓降足以補償所增加的結電容損耗。為了進(jìn)一步減小二極管損耗，還可以在D1兩端放置一個(gè)同步P溝道晶體管，有效的旁路D1來(lái)減少正向壓降的損耗。因為通過(guò)L1和L2的電流是不平衡的，減小L2和增加L1電感值將使總的損耗降低。將兩個(gè)電感繞在同一個(gè)磁芯上能夠減少電感損耗。
如果輸入電壓保證大于+2.7V，簡(jiǎn)單的去掉U1和C2，由電池直接供電給MAX669。但是考慮到鎳氫電池的低電壓范圍，該電路最好加上這些元器件。選擇大功率MOSFET可以減少高輸出電流損耗，但是這樣做會(huì )導致在低輸出電流下開(kāi)關(guān)損耗增大、效率降低。
MAX669轉換器依靠電流檢測電阻R1來(lái)設置電感L1的峰值電流值，電流檢測電阻防止L1達到飽和電流限制值，使電感不會(huì )產(chǎn)生額外的高電流損耗。必須保證R1是無(wú)感性電阻器件，同時(shí)，如果在儲能電容C7提供大的瞬間電流后，轉換器工作時(shí)R1可限制其最大輸出電流。較高的電流限制門(mén)限能導致快速輸出響應，但會(huì )影響效率。給GSM功率放大器供電時(shí)，平均電流為380mA，但是每隔4.6ms要求提供一個(gè)577ms、電流峰值達到2.63A的脈沖電流，這個(gè)峰值電流由儲能電容C7提供。如果要求在577ms內輸出電壓降低380mV，則需要大約4000mF的海量電容。更低要求的應用可以采用小的輸出電容。如果電容的ESR較低時(shí)，選用22mF電容能夠保證輸出電流500mA時(shí),紋波電壓低于50mV。工作頻率較高時(shí),這些電容必須并聯(lián)使用。C6采用X7R材料制作的6.8mF陶瓷電容，可以降低總的等效ESR值。
為了減少元器件種類(lèi)，L1和L2使用同樣的Sumida電感，電感尺寸為6.7mm×6.7mm，高度為4mm。通常開(kāi)關(guān)轉換器具有高精度的電流限制，電感的額定電流值一般不需要遠大于峰值電流，這樣可以減小電感尺寸。使用不同材料的電容來(lái)減小尺寸，但要保證滿(mǎn)足參數要求。例如,電容C4采用X7R材料制作，如果采用X5R材料來(lái)制作尺寸會(huì )減小，但是制造商只保證其最高工作溫度為+85℃，而X7R電容的額定溫度為+125℃。
開(kāi)關(guān)頻率為500kHz，線(xiàn)路板布局必須采用高頻設計。首先布線(xiàn)高電流回路，采用寬的銅線(xiàn)以減小寄生電感和電阻值。電容C1和C2必須緊靠MAX669的引腳1和引腳9安裝。必須預留足夠的銅板面積保證承受T1的功率耗散。同時(shí)使用足夠的銅板面積保證D1的結溫不超過(guò)+125℃。高溫將導致二極管的正向壓降增大、損失增大?！?范立青編譯)
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