單電池DSP的電源供給系統

介紹
今天，要滿(mǎn)足便攜式數字信號處理器（DSP）解決方案的電源需求，有多種不同的方法可供選擇。正常情形下，需要兩個(gè)系統電壓：一個(gè)給DSP核使用，另一個(gè)則支持DSP的I/O單元和系統的其余部分。這類(lèi)應用的主要考慮因素之一，是電源供給器必須擁有很高的工作效率以延長(cháng)電池的供電時(shí)間。本文將介紹一些直流電壓轉換器的電路設計方式，并以MP3網(wǎng)絡(luò )音頻播放機為范例，解釋系統的設計方式，并分析電源的工作效能、轉換效率以及成本。

問(wèn)題
今天的DSP組件大都需要兩組電源，而且所能容忍的誤差范圍有限，因此不可能將電池的輸出直接送給它們使用，而必須設計適當的直流電壓轉換解決方案。

負載則是另一項設計挑戰，圖1以網(wǎng)絡(luò )音頻播放機評估模塊為例，顯示了核心與系統供給電流的瞬時(shí)變動(dòng)。當評估模塊工作時(shí)，會(huì )有不同的軟件程序依續執行，例如喚醒DSP來(lái)服務(wù)DMA中斷要求、執行譯碼的工作、或是存取媒體中的資料，這些都會(huì )反映在核心與系統電流的瞬時(shí)變動(dòng)方面。由于核心與系統都必須使用同樣的電源，因此當電流脈沖同時(shí)出現的時(shí)候，系統的工作就可能發(fā)生問(wèn)題。因此，工程師必須用很低的成本提供很高的工作效能，特別是對于使用電池的產(chǎn)品，當要求電源供給電路擁有高工作效能的時(shí)候，就表示它必須提供最大的電源轉換效率以及很長(cháng)的電池使用時(shí)間。

圖1. 網(wǎng)絡(luò )音頻評估模塊的DSP輸入電流（核心與系統）

直流電壓轉換器解決方案
以下將介紹直流電壓轉換器的不同設計方式，它們都可支持DSP核心與系統電路 (這些電路都需要兩組電源供給)。我們會(huì )用TI（德州儀器公司）的網(wǎng)絡(luò )音頻播放機評估模塊來(lái)實(shí)驗這些設計，這套評估模塊采用了一個(gè)TMS320VC5410 DSP組件，需要3.3 V的系統電源以及2.5 V的DSP核電源。

這里所介紹的直流電壓轉換器都必須同時(shí)支持堿性電池、鎳鎘電池或是鎳錳氫電池，因此必須能夠應付0.9～3.0 V范圍的輸入電壓；另一方面，因為系統必須使用3.3 V的電壓，而這已高于最大的輸入電壓，因此需要一套升壓方案。本文將討論三種不同的電路：第一種電路是使用一個(gè)升壓轉換器，然后在后面串接另一個(gè)LDO穩壓器；第二種方法是利用一個(gè)可提供兩組輸出電壓的「馳反式轉換器」（flyback converter）；最后一種電路則是在升壓轉換器的后面串接一個(gè)降壓轉換器。

1. 升壓轉換器與一個(gè)線(xiàn)性穩壓器串聯(lián)
圖2是第一種解決方案，也是最簡(jiǎn)單的方法，就是在升壓變壓器的后面串接一個(gè)線(xiàn)性穩壓器；我們將升壓轉換器的輸入端直接連到電池，然后再把輸出端（也就是系統電源的輸出端）串接到另一個(gè)線(xiàn)性穩壓器，由它來(lái)產(chǎn)生較低的核心電壓。

圖2. 升壓轉換器與串接在后的線(xiàn)性穩壓器

圖2所示，標準的升壓轉換器會(huì )包含一個(gè)主動(dòng)開(kāi)關(guān)，它的動(dòng)作是由一個(gè)“脈寬調制”（PWM）的機制來(lái)控制。當開(kāi)關(guān)導通時(shí)，電池會(huì )對電感器充電，若這個(gè)主動(dòng)開(kāi)關(guān)被切斷，那么電流就會(huì )通過(guò)整流器，然后進(jìn)入輸出電容，于是這個(gè)電容就被充電。

受到了升壓轉換器特性的影響，它的輸入電流會(huì )連續，但輸出電流卻不會(huì )，因此當您在選擇轉換器的輸入電容與輸出電容時(shí)，這個(gè)特性是一項重要的考慮因素，后面將詳細討論這一點(diǎn)。為了提高轉換效率，建議您使用一個(gè)同步整流器來(lái)搭配這個(gè)電壓轉換器；這種整流器為了降低導通時(shí)的功率損失，會(huì )使用一個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)晶體管來(lái)取代常見(jiàn)的二極管。另一方面，為了要產(chǎn)生核心電壓，我們還會(huì )使用另外一個(gè)線(xiàn)性穩壓器。在這里的設計中，額定的電壓降為0.8 V（從3.3 V降為2.5 V），因此我們必須選擇一個(gè)低壓降的LDO線(xiàn)性穩壓器。

2. 雙輸出電壓的馳反式轉換器
圖3是一個(gè)提供了兩組輸出電壓的馳反式轉換器，這個(gè)馳反式轉換器的輸入端會(huì )直接連到電池。

圖3. 提供兩組電壓輸出的馳反式轉換器

若從電池的角度來(lái)看，它的輸入端與升壓轉換器的輸入端非常類(lèi)似，只有整流階段有些不同；此時(shí)，電感器會(huì )被分成三個(gè)線(xiàn)圈，由初級線(xiàn)圈負責充電（與升壓轉換器相同），然后再透過(guò)兩個(gè)次級線(xiàn)圈來(lái)放電。另一方面，它也是透過(guò)脈寬調制的方式來(lái)提供穩壓功能，但只有一個(gè)輸出端可被直接穩壓，第二個(gè)輸出端則是透過(guò)兩個(gè)次級線(xiàn)圈的繞線(xiàn)比來(lái)間接達到穩壓效果。當電感器放電時(shí)，電流總是會(huì )流入電壓最低的輸出端。
必須注意的是，在某些極端的工作條件下，未穩壓輸出端可能發(fā)問(wèn)題，例如未穩壓輸出端承受了最大的負載，而穩壓輸出端卻只有很小的負載、甚至完全沒(méi)有負載。為了避免這個(gè)問(wèn)題，若您決定使用脈寬調制的方式來(lái)控制穩壓輸出，而這個(gè)控制器又負責控制馳反電路的開(kāi)關(guān)晶體管，那么這點(diǎn)也必須列入考慮。此外，在選擇電容時(shí)，也須了解在這樣的電路中，輸入電流與輸出電流都是不連續的。
針對多組輸出電壓的馳反式電源供給，目前并沒(méi)有轉換器可支持這類(lèi)電路的同步整流功能，因此不可能設計一個(gè)體積很小的高效率電源供給器。在測試電路中，系統與核心的電源電壓只相差0.8 V，相較于“同步升壓器+LDO穩壓器”的方案，使用異步的馳反式方案并不能為我們帶來(lái)更高的轉換效率。此外，馳反式方案的設計不但需要更高的成本，而且還會(huì )占用更多的電路板面積，這是因為它必須使用特殊的電感器，而這類(lèi)電感器的體積與價(jià)格都遠超過(guò)標準的升壓電感器，因此在本文中，我們并未考慮這種方案。

3. 升壓轉換器后面串接一個(gè)降壓轉換器
第三個(gè)方案是在升壓轉換器的后面串接一個(gè)降壓轉換器，它的成本最昂貴，但是轉換效率也最高。在前一個(gè)方案中，我們是把一個(gè)LDO穩壓器串接在升壓轉換器的后面；此處，我們仍然使用了一個(gè)升壓轉換器，但它后面串接的并不是LDO穩壓器，而是一個(gè)降壓轉換器。圖4使用了一個(gè)標準的降壓轉換器，這個(gè)轉換器有一個(gè)主動(dòng)脈寬調制的開(kāi)關(guān)晶體管，當開(kāi)關(guān)晶體管處于導通狀態(tài)時(shí)，電感器會(huì )被充電，當開(kāi)關(guān)晶體管被切斷之后，電路就進(jìn)入放電階段，電感器的電流也會(huì )流過(guò)降壓轉換器的整流二極管。在這個(gè)方案中，輸入電壓與輸出電壓的比例也是由開(kāi)關(guān)晶體管的負載周期決定。

圖4. 升壓轉換器與串接在后的降壓轉換器

要定義輸入與輸出電容，必須了解在一個(gè)降壓轉換器當中，輸入電流是不連續的，而輸出電流則是連續的，這可協(xié)助我們將電路設計最佳化。如果我們能設計降壓轉換器的控制方式，讓它需要輸入電流的時(shí)候，正好就是升壓轉換器提供輸出電流的同時(shí)，那么只要透過(guò)“上升邊緣／下降邊緣”（trailing edge/leading edge）的同步控制，就可降低它對于系統電壓儲存電容的要求。換句話(huà)說(shuō)，當升壓轉換器的開(kāi)關(guān)晶體管被切斷后，降壓轉換器的開(kāi)關(guān)晶體管才會(huì )導通。除了這種控制方式之外，只要使用同步整流的方式，并且用一個(gè)MOSFET晶體管來(lái)取代二極管，那么降壓器的轉換效率還能進(jìn)一步增加。

電容器
升壓轉換器的輸入端有一個(gè)輸入電容，它主要是在升壓器的輸入端以及電池和電池的相關(guān)電路（電池的電極、電線(xiàn)與印制電路板上的導線(xiàn)）之間提供解耦合功能。一般而言，只要使用越大的電容，對電池就越有幫助。但是，要讓這顆電容發(fā)揮功效，它的等效串聯(lián)阻抗（ESR）必須小于電池與導線(xiàn)的總電阻值，若事先知道這些設計參數，就可將它們做最佳化處理。由于升壓轉換器的輸入端電流為連續，因此只須用輸入電容來(lái)提供解耦合功能，并且減少輸入電流中的紋波成份即可；只要達成這些目標，就算我們對這個(gè)電容采用非常低成本的設計，也不會(huì )影響到電源轉換效率。

在升壓／馳反式的設計中，我們必須使用一個(gè)輸出電容，這樣當電感在進(jìn)行充電時(shí)，才能提供負載所須的電流；因此，這個(gè)電容值與它的等效串聯(lián)阻抗值就成為輸出電流漣波的決定性因素。為了計算所允許的最小電容值，必須將一些參數列入考慮，包括最大輸出電流、輸出電壓紋波成份以及負載周期與切換頻率。此外，還可利用這個(gè)輸出電容來(lái)應付輸出電流的瞬時(shí)脈沖，只要這個(gè)脈沖的“轉角頻率”（corner frequency）高于升壓轉換器的“交越頻率”（crossover frequency）；為了達成這個(gè)目標，必須選擇一個(gè)高效能的電容，例如陶瓷電容或是“等效串聯(lián)電阻和等效串聯(lián)電感”（ESR/ESL）都很小的鉭質(zhì)電容。

LDO穩壓器也使用輸出電容，但主要是用來(lái)穩定它的控制回路。由于LDO穩壓器的回路增益很高，因此通常不必為了滿(mǎn)足瞬時(shí)電流脈沖的需求，去增加額外的輸出電容。在這種情形下，若將電能儲存在LDO穩壓器的輸入端，就可得到更好的效果。此外，由于降壓轉換器的輸入電流也不連續，因此它的輸入電容也具有儲存電力的效果，這會(huì )對輸入電流脈沖產(chǎn)生阻尼的作用，進(jìn)而減少電流脈沖對于電路零件的沖擊。

由于降壓轉換器的輸出電流是連續的，因此在最理想的情形下，不必接上額外的電容；但在實(shí)際的應用中，為了穩定控制回路，并且應付轉角頻率高于降壓轉換器交越頻率的高速瞬時(shí)電流脈沖 (為了達成這樣的要求，我們建議使用一個(gè)高效能的輸出電容)。另一方面，要應付轉角頻率低于交越頻率的電流脈沖，最好是把電能儲存在降壓轉換器的輸入端，這是因為輸入端的工作電壓較高，因此就算我們使用同樣大小的電容，而且這些電容的額定電壓值也相同，它還是可以?xún)Υ娓嗟碾娔堋?br>
最終的設計與測量結果

1. 電源供給器的要求
本文使用了一套網(wǎng)絡(luò )音頻評估模塊來(lái)進(jìn)行實(shí)驗，它需要2.5 V的核心電壓與120 mA的最大電流；另一方面，系統的電源供給則為3.3 V，所需最大電流為90 mA，平均電流值則為70 mA。

2. 找出核心與系統電流的轉角頻率
圖5是一組示波器圖形，針對核心（a）與系統（b）的供應電流，分別顯示面對最高速電流脈沖時(shí)的上升邊緣。

圖5. 核心與系統電源最快速的負載瞬時(shí)變動(dòng)

利用上升邊緣的上升時(shí)間，可計算出電路的轉角頻率（fc = 0.35/tr），而核心電流的計算結果則是在230 KHz的范圍內。由于直流電壓轉換器的跨越頻率通常是在10 KHz左右，因此為了降低這個(gè)轉角頻率，必須使用額外的儲存與阻隔電容。例如可使用一個(gè)等效串聯(lián)阻抗小于3Ω的10 (F鉭質(zhì)電容，它可將轉角頻率降低至1 KHz以下，并進(jìn)入我們所能接受的范圍。對系統電源也采取同樣的作法，利用給定的脈沖數據，計算出轉角頻率為20 KHz，因此為了確保電路動(dòng)作正常，須加入一個(gè)10 (F左右的電容，讓這個(gè)頻率降低至1 KHz以下。

3. 找出系統電源供給的最大電流脈沖
在圖6的示波器圖形中，顯示了最壞情形下的總系統電流，由于這個(gè)電流脈沖峰值已經(jīng)超過(guò)了系統最大工作電流，因此必須加大系統電源供給器（升壓轉換器的輸出）的儲存電容，才能滿(mǎn)足這個(gè)電流脈沖的要求。利用這個(gè)脈沖的參數資料，可計算出所需的電容值，讓這個(gè)脈沖電流最多只會(huì )造成0.1 V的電壓降。
根據計算的結果可知，最少需要225 (F的儲能電容，而且它們的等效串聯(lián)阻抗必須小于0.1Ω。為滿(mǎn)足這項要求，我們選擇了兩顆120 (F的的鉭質(zhì)電容，它們的等效串聯(lián)阻抗只有0.85Ω，然后在前面所介紹的兩種電路架構中，將這兩顆電容并聯(lián)至升壓轉換器的輸出端。除了加大電容值之外，還有一種方法也可以應付這種電流脈沖，就是使用輸出電流能力更強的直流電壓轉換器，但通常這種方式的成本較高，也需要更多的電路板面積。

圖6. 最壞情形下的總系統電流

升壓轉換器 + LDO 穩壓器的電路說(shuō)明
圖7是一個(gè)測試電路，它使用一個(gè)升壓轉換器和一個(gè)串接在后的LDO穩壓器，其中升壓轉換器采用了TI TPS61016組件，它是一個(gè)內建開(kāi)關(guān)晶體管的同步升壓轉換器，可以提供3.3 V的固定輸出電壓；此外，這顆轉換器還能支持0.9 ～3.0 V的完整輸入電壓范圍。如同圖中所示，這顆組件只須少數幾個(gè)外接零件就可順利工作，它必須搭配輸入電容以及輸出電容，這些電容值可按前面的方法來(lái)計算。至于LDO穩壓器則是使用了另一個(gè)TPS76925組件，為了保持電路的穩定動(dòng)作，還必須在輸出端加上一個(gè)小的鉭質(zhì)電容。

圖7. “升壓轉換器 + LDO穩壓器”方案的完整線(xiàn)路圖

圖8則是“升壓轉換器+ LDO穩壓器”方案在1.2 V輸入電壓（單顆NiXX電池）下正常工作時(shí)，核心電壓與系統電壓的紋波成份。

圖8. “升壓轉換器 + LDO穩壓器”方案工作時(shí)，系統與核心電壓上的紋波

圖8可看出，紋波的幅度比原設計值還小。此外，根據圖9的上面一條波形（100 mV的紋波），可找出正常工作情形下（播放音樂(lè )），網(wǎng)絡(luò )音頻評估模塊的功率損耗與輸入電壓之間的關(guān)系；例如電壓降低時(shí)，電流就會(huì )增加，而造成升壓轉換器輸入電路的功率損耗上升。

圖9. “升壓轉換器 + LDO穩壓器”與“升壓轉換器 + 降壓轉換器”解決方案的功率消耗

4. 升壓轉換器 + 降壓轉換器的電路說(shuō)明
圖10也是一組測試電路，它使用一個(gè)升壓轉換器和串接在后的降壓轉換器，這組升壓電路與“升壓轉換器 + LDO 穩壓器”解決方案中的電路完全相同，降壓轉換器則使用了TPS62006組件，這是一個(gè)內建開(kāi)關(guān)晶體的同步降壓轉換器，可提供2.5 V的固定輸出電壓，也是最容易與升壓轉換器同步的組件。

圖10. “升壓轉換器 + 降壓轉換器”解決方案的完整線(xiàn)路圖

圖11（電壓波形圖）以及圖9（功率消耗，位置較低的波形）則是我們所量測的結果。

圖11. “升壓轉換器 + 降壓轉換器”解決方案工作時(shí)，系統與核心電壓上的漣波

結論
比較測量所得的電力損耗值，很清楚發(fā)現“升壓轉換器 + 降壓轉換器”方案最有效率；例如在只用一個(gè)電池的情形下，“升壓轉換器 + LDO穩壓器”方案可提供4.2小時(shí)的工作時(shí)間，而“升壓轉換器 + 降壓轉換器”方案卻能供應5小時(shí)的電力，這比前者多出了20%的電池使用時(shí)間。但“升壓轉換器 + 降壓轉換器”方案也有缺點(diǎn)，成本比前者高出33%，并且必須使用更多的電路板面積。毫無(wú)疑問(wèn)的，“升壓轉換器 + LDO穩壓器”電路的設計簡(jiǎn)單多了，只須執行較少的計算，就可選擇正確的零件，也不必實(shí)作任何的同步功能。
就DSP的未來(lái)發(fā)展而言，核心與I/O（系統）的電壓差距正在增加，于是這兩種方案的功率損耗差距也會(huì )隨之增加，這會(huì )讓馳反式解決方案更有吸引力。