基于DSP的SPWM變頻電源數字控制

　　0 引言

　　數字信號處理器(DSP)已廣泛應用在高頻開(kāi)關(guān)電源的控制，采取DSP作為變頻電源的控制核心，可以用最少的軟硬件實(shí)現靈活、準確的在線(xiàn)控制。數字信號處理器TMS320LF2407既有一般DSP芯片的特點(diǎn)，還在片內集成了許多外設電路，使其可以很方便地實(shí)現變頻電源控制。本文中，控制系統采用了工程應用較多的正弦脈寬凋制技術(shù)，該技術(shù)具有算法簡(jiǎn)單，硬件實(shí)現容易，諧波較小等優(yōu)點(diǎn)，可以充分發(fā)揮DSP的高速性、實(shí)時(shí)性、可靠性等方面的特點(diǎn)，結合相應的軟件，應用一些改進(jìn)的算法實(shí)現了SPWM調制，輸出了質(zhì)量較好、頻率和幅值可任意改變的控制信號。

　　1 系統的結構

　　圖l為變頻電源基本控制電路硬件框圖。變頻電源采用高頻SPWM技術(shù)和通用電壓型單相全橋逆變電路，選取ICBT功率模塊作為開(kāi)關(guān)器件，控制電路采用全數字化設計。

　　輸出電壓和電感電流通過(guò)采樣網(wǎng)絡(luò )，將輸入信號轉換為T(mén)MS320LF2407所需要的電平，接至TMS3201F2407的A/D轉換口。通過(guò)鍵盤(pán)鍵入所要求的輸出電壓值、頻率值，由SCI模塊與DSP實(shí)現通訊。得到逆變器當前工作的基準電壓信號，經(jīng)過(guò)電壓電流調節器獲得實(shí)際的正弦調制信號，與DSP定時(shí)器產(chǎn)生的三角波載波信號相交截，輸出帶有一定死區的驅動(dòng)控制信號，經(jīng)驅動(dòng)單元進(jìn)行隔離放大后送到IGBT。DSP可以把當前時(shí)刻的輸出電壓、頻率值送給單片機并在8位LED上顯示出來(lái)。為了保證過(guò)壓、欠壓、過(guò)流(過(guò)載)的情況下能有效地保護功率開(kāi)關(guān)和負載，在本系統中設置了保護電路，一旦出現故障，PDPINT引腳為低電平狀態(tài)，封鎖驅動(dòng)脈沖控制信號，切斷變頻電源輸出。

　　2 SPWM波的軟件設計

　　變頻電源研制的核心是SPWM波的生成，可利用DSP通過(guò)軟件來(lái)實(shí)現，系統采用了雙閉環(huán)反饋的控制策略，其外環(huán)為輸出電壓反饋，電壓調節器一般采用PI形式，電感電流反饋構成內環(huán)，電流環(huán)設計為比例環(huán)節。由圖l可以看出，輸出電壓的信號經(jīng)調理采樣生成Vf后直接反饋，與參考正弦電壓Vref比較后，經(jīng)PI調節后作為電流內環(huán)的給定信號Ig。其與電感電流反饋值If比較得到的誤差經(jīng)P調節，作為調制波與三角載波進(jìn)行交截產(chǎn)生SPWM開(kāi)關(guān)信號。為了便丁變頻器在線(xiàn)調試，所生成的SPWM波調制比必須可在一定范圍任意改變，且誤差較小。由上所述，可知SPWM波的生成涉及3個(gè)方面：獲得參考止弦電壓Vref、實(shí)現電壓電流雙閉環(huán)控制、產(chǎn)生三角載波。其中，三角載波的實(shí)現很簡(jiǎn)單，可由DSP中的通用定時(shí)器產(chǎn)生，本設計中，使用了通用定時(shí)器l，可根據載波頻率確定定時(shí)器l中的周期寄存器TIPR的值。下面著(zhù)重介紹前兩個(gè)方面所涉及的沒(méi)計和算法。

　　2.l 基準正弦電壓信號的生成

　　DSP實(shí)時(shí)地從單片機讀取所需要的電壓的頻率和幅值作為當前輸出電壓的基準(給定)。獲取當前時(shí)刻的正弦值，基準正弦信號是通過(guò)查表法產(chǎn)生的。在數字控制系統中正弦基準信號就是一個(gè)正弦數據表格，故應將正弦波按其表達式制成0°～360°的表格供查用，在本設計中，正弦數據表格中數據點(diǎn)數選為1024，可將其數值放在片外數據存儲器。有如圖關(guān)系式：

　　式中：fs為當前時(shí)刻調制頻率;

　　t為采樣時(shí)刻;

　　N為當前時(shí)刻處在整個(gè)調制周期的第N個(gè)脈沖。

　　由于本系統系變頻電源，即fS是在變化的，且系統采用的是異步調制，所以N也是隨fS變化而變化的。由此必須實(shí)時(shí)變化定時(shí)時(shí)間T以確保整個(gè)周期的脈沖數最大限度地接近整數，以避免或減少輸出波形含有基波的子諧波;此外，還須實(shí)時(shí)地改變脈沖序列，以保證輸出電壓值不發(fā)生較大的跳變。

　　2.1.1 實(shí)時(shí)改變定時(shí)時(shí)間

　　假設fS=400 Hz，則頻率凋制比Mf為

　　由于整個(gè)周期的脈沖數NE超過(guò)1，所以NE只能選用定標為Q0，即NE只能為整數，所以NE=62，從而在脈沖數上出現了相差了0.5個(gè)，反映在橋臂輸出電壓上，有正負輸出所含的脈沖數不相同。由此會(huì )產(chǎn)生基頻的子諧波。

　　如果我們以當前的脈沖數NE回推出開(kāi)關(guān)頻率，則有fc=62x400=24.8kHz，這樣確定的開(kāi)關(guān)頻率，就最大限度地保汪了正負調制周期的脈沖數近似相同。設計中，定時(shí)器1的工作方式設定為連續增減計數方式，故

　　2.1.2 實(shí)時(shí)改變脈沖序列

　　當頻率不發(fā)生改變時(shí)，DSP按原來(lái)的輸出序列(N=1，2，…NE)循環(huán)輸出脈沖，設在第N個(gè)周期時(shí)，頻率發(fā)生改變，則DSP應按新的脈沖序列(N′=l，2，…NE′)輸出脈沖。

　　圖2中，在N=25時(shí)刻頻率從500Hz變化到250Hz，由于N=25對應輸出頻率500Hz為零點(diǎn)處，對應于輸出頻率250Hz為正峰值處，所以如果不改變輸出脈沖序列，則會(huì )導致輸出電壓相位和電壓值都出現跳變，如圖2(a)所示;圖2(b)中按一定的規律改變輸出脈沖序列，輸出電壓相位和電壓值就不會(huì )出現跳變。為了保證在頻率切換過(guò)程中電壓的相位變化最小，輸出電壓值不發(fā)生較大的跳變，應按下式來(lái)確定新的脈沖序列中起始的脈沖序號N′，即令：

　　具體流程如圖3所示。

　　2.2 雙閉環(huán)控制實(shí)現

　　圖4為電壓、電流雙閉環(huán)數寧控制流程圖。在實(shí)際應用中，考慮到一些具體情況，還需對電壓調節器的數字PI調節及電流調節器的數字P調節加以一定的限制，針對不同的情況采取最佳控制方法。故在圖4中(1)、(1’)、(2)、(3)、(3’)處采用了一些改進(jìn)算法及策略，下面分別加以簡(jiǎn)單介紹。

　　在圖4中(1)和(1’)處設置了死區，岡為在輸出變化較小時(shí)，通過(guò)計算得到的PWM控制寄存器的值可能也會(huì )有小幅度的振動(dòng)，這樣會(huì )使系統不穩定。若設置適當的死區范圍，則可以消除由此引起的振蕩，又不會(huì )太大影響輸出精度。根據實(shí)際情況分別設定最小輸入偏差量e1(e1’)，即當|ev(k)|e0，取消積分作用，用P控制，當|ev(k)|≤e0，引入積分作用，這樣既保持了積分作用，又減小超調量。使系統的控制性能有很大改善。

　　3 實(shí)驗結果

　　根據上述基本編程思路，編制了一個(gè)凋制比N可任意改變的通用SPWM產(chǎn)生軟件，只要通過(guò)按鍵輸入相應的數據，就可以根據負載的需要產(chǎn)生任意輸出頻率和電壓幅值的SPWM波。研制了一臺容量為5000VA的變頻器樣機，并進(jìn)行了實(shí)驗，實(shí)驗結果表明，輸出電壓波形光滑，波形失真度低，輸出電壓的THD≤2%。圖5中，通過(guò)實(shí)時(shí)改變給定頻率以調節輸出電壓頻率，頻率由低逐漸增高，圖6中，通過(guò)實(shí)時(shí)改變給定電壓幅值以調節輸出電壓，電壓由低逐漸增高。從頻率、電壓的動(dòng)態(tài)過(guò)程可以看出系統實(shí)現了實(shí)時(shí)變頻和變壓。

　　4 結語(yǔ)

　　本文以DSP作為主控芯片，設計并實(shí)現了SPWM變頻電源數字化控制，該方式控制靈活、調試方便、可靠性高。在使用雙閉環(huán)控制策略的變頻電源中，應用適合于DSP特點(diǎn)的一些算法，編程產(chǎn)生了可以變頻變壓的SPWM波信號，設計的方法是可行的。數字化使得系統具有很強的可編程性，這樣系統更易于更新和升級，并獲得了比較好的實(shí)驗效果。