寬頻帶圓極化天線(xiàn)的優(yōu)化設計
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1 引言
印刷結構的圓極化天線(xiàn)由于其低剖面、易加工、可共形、饋電簡(jiǎn)單、重量輕的特點(diǎn)，受到人們的關(guān)注。然而早期的印刷圓極化天線(xiàn)的頻帶很窄，且多采用單向輻射的貼片類(lèi)天線(xiàn)。近年來(lái)，為適應移動(dòng)通信手機對天線(xiàn)雙向(全向)輻射的需要，已發(fā)展了多種技術(shù)以改善圓極化軸比和阻抗匹配的公共頻帶。例如能達到法向圓極化軸比3 dB和回波損失-10 dB指標的天線(xiàn)有：CPW饋電的方形寬縫單元(18 %)微帶饋電的環(huán)形縫單元(10.5 %)，CPW饋電的不等長(cháng)十字條帶加載的方形寬縫單元(12.4%)；CPW饋電的環(huán)加載圓形寬縫單元(16.6 %)；微帶饋電的方形寬縫單元(22.2 %)；微帶L形饋電的圓形寬縫單元 (38 %)。其中，僅[1]在高性能圓極化軸比1 dB的指標下達到13 %的較寬頻帶；之外的天線(xiàn)總是阻抗匹配的頻帶寬于并包含了圓極化軸比的頻帶。
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/259615.htm本文旨在采用微帶線(xiàn)饋電的寬縫天線(xiàn)獲取更寬的高性能法向圓極化軸比頻帶。雖然CPW饋電的印刷天線(xiàn)通常要比微帶饋電的擁有更寬的頻帶，但是微帶饋電不在輻射平面內而擁有較多的調節自由度、且容易設計饋電網(wǎng)絡(luò )。為了實(shí)現圓極化，在寬縫內特定位置加載特定長(cháng)度的條帶，經(jīng)優(yōu)化設計達到了法向圓極化軸比1 dB的18.5 %頻帶，且反而寬于阻抗匹配的頻帶，其公共頻帶為13.9%。
2 天線(xiàn)的結構與原理
天線(xiàn)結構（圖1）印刷在介電常數εr = 2.2，厚度1 mm的基片上表面，由L×L方形接地板上半徑為r的圓形寬縫、及伸出其邊緣的三個(gè)條帶組成，條帶取向分別平行于y軸、與x軸呈±45°角，長(cháng)度分別為l1, l2, l3，寬度都取w。印刷在基片下表面的50W微帶線(xiàn)寬度為w0，沿x向伸入圓縫的長(cháng)度為l0。
圖1 微帶饋電并加載不等長(cháng)條帶的寬縫圓極化天線(xiàn)結構
沿x軸伸入寬縫的饋線(xiàn)與沿y向的條帶1可構成法向圓極化波。適當調整l0、l1和r，利用仿真軟件Ansoft HFSS 10.0進(jìn)行分析和優(yōu)選，所得3 dB軸比的頻帶僅為8.1 %、而1 dB軸比的頻帶很窄(圖2的´´´曲線(xiàn))。若添加±45°的條帶2和3，對l0、l1、l2、l3和r 再次優(yōu)選，所得3 dB軸比的頻帶擴大至36.7%、1 dB軸比頻帶達10.2%（圖2的實(shí)線(xiàn)），其原因似為兩對正交條帶所形成圓極化頻點(diǎn)的參差組合。
然而，饋電微帶對條帶1所產(chǎn)生的耦合，勢將受條帶2的插入而削弱，由圖3仿真的電流(f0=2.5 GHz時(shí))時(shí)序分布圖可見(jiàn)：條帶1上的電流在任何時(shí)刻都很小。由此試圖省略條帶以簡(jiǎn)化結構，但軸比頻響卻驟然惡化(圖2的○○○曲線(xiàn))，因而不能省略。
圖2 法向圓極化軸比的頻響曲線(xiàn)比較
a)t=0；b)t=T/8；c)t=T/4； d) t=3T/8
圖3 天線(xiàn)在不同時(shí)刻的電流分布（f = 2.5 GHz）
3 天線(xiàn)的優(yōu)化及討論
以上仿真分析所優(yōu)選天線(xiàn)#1的結構參數及其主要性能列于表1。其回波損失和圓極化軸比的仿真頻響示于圖4，可見(jiàn)其3 dB軸比頻帶達36.7 %、而1 dB軸比頻帶僅 10.2%，且包含在-10dB回波損失的阻抗頻帶中，因此公共頻帶為10.2 %。為此在上述結構參數初始值的基礎上，利用帶約束條件的改進(jìn)型多目標優(yōu)化遺傳算法(Non-dominated Sorting Genetic Algorithm,簡(jiǎn)稱(chēng) NSGAⅡ)，聯(lián)合HFSS 10.0仿真，對整體結構進(jìn)行優(yōu)化，其結果并列于表1之#2。
NSGA-Ⅱ與兩種基于Pareto前端的常用的多目標優(yōu)化算法——增強性Pareto優(yōu)化算法（Strength Pareto Evolution Algorithm，簡(jiǎn)稱(chēng)SPEA）、存檔性Pareto優(yōu)化算法 (Pareto Archived Evolution Strategy, 簡(jiǎn)稱(chēng)PAES)相比，能夠更接近真實(shí)的 Pareto前端，并且產(chǎn)生的Pareto解分布均勻，即更好地維持了Pareto前端的多樣性。與NSGA-I相比，因采用擁擠比較算子而避免設置小生境參數。整個(gè)優(yōu)化過(guò)程仍運行HFSS的仿真步驟；每次迭代過(guò)程中，HFSS通過(guò)其VBScript 獲得的MATLAB優(yōu)化解進(jìn)行逐個(gè)仿真，并把計算所得的目標傳遞給MATLAB，由此產(chǎn)生下一步優(yōu)化解，
表1 經(jīng)參數掃描優(yōu)選的天線(xiàn)#1和經(jīng)NSGAⅡ優(yōu)化的天線(xiàn)#2結構之性能比較
天線(xiàn) | L（mm） | l0 mm） | l1 （mm） | l2 （mm） | l3 （mm） | r （mm） | w1=wL=w （mm） | BW （%） | Gain （dBi） |
#1 | 84.0 | 21.8 | 24.1 | 22.7 | 14.3 | 27.8 | 3.0 | 10.2 | 4.38 |
#2 | 84.0 | 21.4 | 27.1 | 23.4 | 16.1 | 28.2 | 3.0 | 13.9 | 4.42 |
表2 NSGAⅢ參數設置
錦標賽選擇率ps 子群規模n | 交叉率pc | 變異率pm | 群體規模N | 參數個(gè)數Nvar | 目標個(gè)數Nobj |
ps =0.9, n = 2 | pc=0.8 | pm = 0.1 | N = 25 | Nvar = 5 | Nobj = 2 |
如此循環(huán)，止于達到預設的最大迭代數。
設定優(yōu)化目標：1）1 dB軸比和-10 dB回波損失的公共頻帶BW；2）公共頻帶內的最大增益Gpeak。優(yōu)化的結構參數：l0、l1、l2、 l3和r，由于條帶1和2不能相碰，設兩者至少留有0.2 mm的間距，則有約束條件：
優(yōu)化參數的設置列于表2。
圖5顯示了每一迭代的最優(yōu)解（由○表示）逼近Pareto最優(yōu)解的過(guò)程，形象地顯示歷次趨優(yōu)解所逐漸逼近、越益增多的過(guò)程?？梢?jiàn)在公共頻帶內峰值增益的變化范圍不大；而阻抗和軸比的公共頻帶變化較為劇烈。但增益和頻帶構成的Pareto最優(yōu)解二者確互相矛盾。取最大BW所對應的天線(xiàn)結構參數及其性能列為表1的#2。其軸比和回波損失的仿真值示于圖6，其公共頻帶達到 13.9%。圖7是優(yōu)化設計的天線(xiàn)#2在中心頻率處的方向性圖。
圖4 天線(xiàn)#1的軸比和回波損失頻響曲線(xiàn)
圖5 歷次優(yōu)化所得Pareto解的分布圖
圖6 天線(xiàn)#2的軸比和回波損失頻響曲線(xiàn)
圖7 天線(xiàn)#2的方向性圖（f0= 2.5 GHz）
4 結論
本文發(fā)展了一種新型的圓極化天線(xiàn)，在微帶饋電的圓形寬縫天線(xiàn)內加載了三根不同長(cháng)度的徑向金屬條帶，得以顯著(zhù)地展寬該天線(xiàn)的法向圓極化軸比頻帶。文章先借助軟件仿真優(yōu)選結構參數，用作優(yōu)化過(guò)程的初始值，再用NSGAⅡ進(jìn)行結構參數的優(yōu)化，使1dB軸比和-10dB回波損失的公共頻帶為13.9%。
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