確定總體半中頻雜散指標和為L(cháng)TE接收機選擇RF混頻器

半中頻雜散功率水平

以下討論以MAX19997A下變頻混頻器為例，從數據手冊的交流電氣特性規格中可以查到以下指標：

　　●RF雜散功率為-5dBm （2685MHz）

　　●LO電平設置為+0dBm （2860MHz）

　　●典型2LO - 2RF雜散響應比RF載波電平低64dB,單位為dBc;64dBc指2階交調抑制比（IMR2）。

　　●計算得到：PSPUR= -5dBm + （-64dBc） = -69dBm.

　　MAX19997A如此優(yōu)異的2x2性能在其輸入形成以下等效的IP2性能（IIP2）：

　　IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR= IMR2 + PRF

　　= 2 × 64dBc + （-69dBm） = 64dBc + （-5dBm）

　　= +59dBm

同樣，MAX19985A 900MHz有源混頻器提供典型的2RF - 2LO雜散響應，在類(lèi)似條件下等于71dBc:

　　IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

　　= 2 × 71dBc + （-76dBm） = 71dBc + （-5dBm）

　　= +66dBm

　　E-UTRA LTE示例

假設E-UTRA LTE蜂窩系統與同類(lèi)BTS共存，從而產(chǎn)生高達+16dBm的OOB CW阻塞信號 （如3GPP TS 36.104 V10.2.0標準所述，圖2所示）。對于LTE接收機，由于半中頻雜散信號的原因，天線(xiàn)端口要求的等效IIP2為+131dBm.采用以下步驟進(jìn)行計算：

　　●預期信號電平=靈敏度功率電平（PSENSITIVITY） + 6dB = -95.5dBm

　　●對于LTE 5MHz載波，采用SNR = -1.1dB,對應于合成噪聲和雜散產(chǎn)物的最高電平-96.6dBm.

　　●通過(guò)減去相應帶寬的熱噪聲和噪聲系數（本例中，減去KTBF = -100.4dBm），確定最大允許雜散產(chǎn)物電平為-98.9dBm,

　　●計算2階交調比，IMR2 = 115dB.

　　●最后，計算得到：IIP2 = +131dBm,如圖2所示。

圖2:對于LTE廣域BTS接收器，OOB +16dBm CW阻塞信號要求最小IIP2指標為+131dBm;5MHz間距，采用QPSK、 R=1/3調制。

圖3所示為接收器前端簡(jiǎn)化框圖，標出了第一混頻器中每一級的增益、2階IP和半中頻選頻性。

圖3:IIP2 LTE示例的簡(jiǎn)化方框圖，標出了MAX19997A IIP2性能和相關(guān)的濾波器選頻特性。

整體級聯(lián)IIP2性能由各級的增益、濾波器在半中頻位置的選擇性，以及混頻器IIP2（或2x2）性能決定。由于混頻器主要影響通道的串聯(lián)IIP2,所以，在以下計算中忽略其它級的IIP2.混頻器之前的IIP2隨著(zhù)通道各級增益而降低（dB對dB）。實(shí)際應用中，在混頻器前端增加半中頻的RF濾波，以提供額外的雜散抑制。計算天線(xiàn)端口的等效IP提高幅度為半中頻選擇性的2倍，單位為dB.這是因為二次諧波失真分量幅度的增加速度是帶內信號幅度增加的兩倍。利用E-UTRA LTE 3GPP接收器設計示例中計算的MAX19997A的+59dBm IIP2,計算天線(xiàn)端口的串聯(lián)IIP2:

　　IIP2Cascade= IIP2Mixer- Gain + 2 × Selectivity = +131dBm

　　IIP2Cascade= +59dBm - （-2 + 13 + 13 -2）dB + 2 × （30 +17）dB = +131dBm

MAX19997A如此優(yōu)異的2LO - 2RF雜散指標對設計的影響舉足輕重。為滿(mǎn)足接收器的半中頻雜散指標，器件可降低對濾波器選擇性的要求（如本例所示），或采用額外的濾波器濾波時(shí)，可提供技術(shù)指標裕量。

結論

本文介紹了如何確定半中頻雜散性能，以及如何將混頻器的2x2雜散響應（IMR2）轉換為對應的IIP2,或相反的指標轉換。對這種二階關(guān)系的理解可以幫助射頻工程師根據具體應用確定合適的混頻器性能。MAX19997A 2.5GHz混頻器和MAX19985A 900MHz混頻器均具有優(yōu)異的2x2 （IP2）指標，降低了接收器對半中頻雜散濾波的要求，使這些混頻器可理想用于高性能無(wú)線(xiàn)設計。