基于TopswitchⅡ型開(kāi)關(guān)芯片的開(kāi)關(guān)電源設計

4.2輸入濾波電容的選擇

輸入濾波電容器C 的容量與電源效率，輸出功率密切相關(guān)，對于寬范圍輸入的開(kāi)關(guān)電源，C 的容量取μF 為單位時(shí)，可按比例系數3μF/ W 來(lái)選取。例如當Po= 30 W 時(shí)，C= （ 3μF/W）×30 W= 90μF, 以此類(lèi)推。在固定輸入時(shí)，比例系數變成1μF/W, 上例中的C 就變成30μF.在設計開(kāi)關(guān)電源時(shí)還要注意C 的容量誤差要盡量小，以免影響開(kāi)關(guān)電源的性能。當C 的容量過(guò)小時(shí)，會(huì )降低TopswitchⅡ的可用功率。如果把30μF 改成20μF, 則輸出功率會(huì )降低15 %; 當C 20μF 時(shí)，會(huì )造成可用功率的明顯下降。
另外，C 容量的大小還決定直流高壓Ui 的數值，圖3、圖4 實(shí)際上是在Ui= 105 V 的情況下繪制的，這個(gè)充分體現了C 對Ui 的影響。

4.3 開(kāi)關(guān)管保護電路

在開(kāi)關(guān)芯片的漏極D 側可以利用VDZ 和VD 兩個(gè)二極管對高頻變壓器的漏感產(chǎn)生的尖峰電壓進(jìn)行箝位，可保護μ的D-S 極間不被擊穿。例如VDZ 可以選用瞬態(tài)電壓抑制器P6K200, 其反向擊穿電壓為200 V.VD 采用反向耐壓為600 V 的UF4005 型超快恢復二極管，亦稱(chēng)阻塞二極管。

5 應用電路及其仿真

圖6給出了由TOPSwitch 構成的反激式電源的原理圖。其工作過(guò)程如下： 輸入交流電經(jīng)整流橋BR1 整流后再經(jīng)電容C1 濾波，變?yōu)槊}動(dòng)的直流電。

反激式變壓器與TOPSwitch 將存儲于電容C1 的能量傳遞給負載。當TOPswitch 開(kāi)關(guān)管導通時(shí)，電容C1兩端的電壓加到反激變壓器的原邊，流過(guò)原邊繞組的電流線(xiàn)性增加（ 如若在MOSFET 開(kāi)關(guān)管導通的瞬間變壓器副邊電流不為零，則由于副邊感應電勢反向，二極管D2 截止，副邊電流變?yōu)榱?，然而磁芯內的能量不能突變，故原邊電流躍變?yōu)楦边呺娏鞯?/ K,K 為變壓器變比），變壓器儲存能量； 當MOSFET 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，電感原邊電流由于沒(méi)有回路（ 此時(shí)，穩壓管VR1的擊穿電壓因高于原變壓器的感應電勢而截止） 而突變?yōu)榱?，變壓器通過(guò)副邊續流，副邊電流為T(mén)OPswitch 開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)原邊電流的K 倍，副邊繞組通過(guò)二極管D2 對電容C2 充電，此后，流過(guò)變壓器副邊的電流線(xiàn)性下降。二極管D1 與穩壓管VR1 并接于變壓器的原邊以吸收由于變壓器原邊的漏感而產(chǎn)生的高壓毛刺。電阻R1、穩壓管V R2、光耦U2 與電容C5 構成了電壓反饋電路以保證輸出電壓穩定。電阻R2 與VR2 構成一假負載，以保證當電源空載或輕載時(shí)輸出電壓穩定。電感L1 與電容C3 構成LC 濾波器以防止輸出電壓脈動(dòng)過(guò)大。二極管D3 與電容C4 構成一整流電路以提供光耦U2 光電三極管的偏置電壓。電感L2 、電容C6 和C7 用于降低系統的電磁干擾（ EMI） .

　　

圖6 反激式電源的應用原理圖。

圖7分別給出了輸入電壓220 V （ 交流），輸出功率為40 W; 輸入電壓85 V （ 交流），輸出功率為24 W和輸入電壓85 V（ 交流），輸出功率為40 W 時(shí)的輸出電壓波形。

　　

圖7 不同電壓輸入條件下的電壓仿真輸出波形

6 結語(yǔ)

最后通過(guò)仿真試驗，對電源的設計過(guò)程進(jìn)行了認證，結果表明，基于topswitch 芯片設計的開(kāi)關(guān)電源，輸出波形較為穩定，而且電磁兼容性好，抗干擾能力強，適合小功率開(kāi)關(guān)電源的設計制造。直流穩壓電源是現代電力電子系統中的重要組成部分，好的直流電源系統是高質(zhì)量現代電子系統的重要保證。