大屏幕LCD背光照明的控制方案

式（1）中，Ts=1/fs，k=[1，...N]，0≤t＜Ts。由于開(kāi)關(guān)頻率fs遠大于線(xiàn)路頻率fl，第k個(gè)開(kāi)關(guān)轉換期內的整流直流電路電壓可表示成式（2）。

假設第k個(gè)取樣期的Vdc（k）為常量，電感電流和被檢電壓可分別表示為式（3）和式（4）。

被檢電壓R-C通過(guò)濾波電路RF和CF被延遲，濾波后的輸出電壓可按式（5）計算。

圖4所示為CR-PWM受控電流與其真實(shí)電流偏差隨直流電路電壓幅度而變化的關(guān)系。如果時(shí)間常數RF和CF改變，各取樣時(shí)刻的電流偏差也隨之改變，如式（5）所示。

圖4 控制電流和真實(shí)感應電流隨電壓改變而變化

CR-PWM電流控制器會(huì )控制被檢信號vid（t），因此它必需具有相同的Vi*值。如果線(xiàn)路電壓Vdc（k）增加，電感中的感應電流變化速度將變大，而感應電流在正弦波中心附近也會(huì )變大。圖5所示為線(xiàn)路電流波形隨RF和CF濾波電路時(shí)間常數變化的仿真結果。
如圖5所示，時(shí)間常數越大，交流線(xiàn)路電流波形越接近真正的正弦波，但電流的瞬態(tài)響應將變差。不過(guò)，由于這種轉換器用于驅動(dòng)LED電流，電流動(dòng)態(tài)響應變慢不是個(gè)大問(wèn)題。

圖5 線(xiàn)路電流波形隨RF和CF濾波電路時(shí)間常數變化的仿真

圖6給出了采用改進(jìn)CR-PWM控制器來(lái)獲得正弦波形的基本原理。如圖6所示，被測信號的電流峰值受制于I*。由于RF和CF組成的電路產(chǎn)生時(shí)間延遲，MOSFET漏極電流可能高于I*。延遲的反饋電流峰值一旦達到I*，MOSFET將會(huì )關(guān)斷。

圖6 改進(jìn)的CR-PWM控制方法使電流接近正弦波

此外，當直流電路電壓處于90°相位或附近時(shí)，如圖6所示，MOSFET的導通時(shí)間將變小。這樣，交流線(xiàn)路電流波形就會(huì )呈現類(lèi)似于功率因數校正在關(guān)鍵導通模式或非連續導通模式（DCM）時(shí)，采用典型升壓轉換器時(shí)的波形。因此，必需在降低線(xiàn)路電流的總諧波失真（THD）和提高電流動(dòng)態(tài)響應速度之間做出權衡。